CN104333249B - 七电平逆变电路及其控制方法、多相逆变器及变频器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及变频器技术领域，尤其涉及一种七电平逆变电路及其控制方法、多相逆变器及变频器。该七电平逆变电路，包括：电容C1～C4及电力电子开关S1～S12；通过电力电子开关的断开、闭合实现七电平的输出。与相关技术中的七电平逆变电路相比，本发明的七电平逆变电路所用元器件数量减少且元器件普通易得，连接结构简单，从而简化了七电平逆变电路的拓扑结构，降低了七电平逆变电路的成本。因为本发明实施例中简化了七电平逆变电路的拓扑结构降低了七电平逆变电路成本，使得包括多个七电平逆变电路的多相逆变器及变频器拓扑结构简单，成本降低。

Description

七电平逆变电路及其控制方法、多相逆变器及变频器

技术领域

本发明涉及变频器技术领域，具体而言，涉及一种七电平逆变电路及其控制方法、多相逆变器及变频器。

背景技术

变频器(Variable-frequency Drive，VFD)是应用变频技术与微电子技术，通过改变电机工作电源频率方式来控制交流电动机的电力控制设备。变频器主要由整流(交流变直流)、滤波、逆变(直流变交流)、制动单元、驱动单元、检测单元微处理单元等组成。作为一种基本的电器设备，已经得到了较为广泛的应用。

变频器(含逆变器，下同)分为电压源型和电流源型两类。电压源型的变频器按照每相能够输出的电平数量，分为2电平、3电平、5电平以及更多电平，其中超过2电平的变频器统称为多电平变频器。

在单个电力电子器件耐电压水平受限的情况下，更多的电平意味着更高的电压输出能力，以及输出电压具有更好的波形，更低的谐波，这也是电平数量增加的主要意义。

电压源型多电平变频器分为共直流母线结构和变压器隔离结构两类，前者的每个输出相共用直流母线，结构较为简洁，但需要较为先进的电路拓扑才能够产生较多电平的输出；后者由变压器的相互隔离的绕组提供相互隔离的电源，然后通过不同绕组对应的逆变电路间的电压叠加实现多电平输出，这种变频器需要较为复杂的变压器，成本和体积均较高，且无法实现不同变频器见共用整流电路和/或制动电路，系统成本较高。

相关技术中，在共直流母线结构的变频器里，每相能够输出7个或以上电平数量的逆变器拓扑结构都过于复杂，因而在现实产品中未有实际应用。

例如，如图1示出了一种二极管箝位型七电平逆变电路结构，该种结构最早由德国学者提出，通过控制开关器件的导通关断状态，由二极管实现对开关器件电压的箝位，实现7个电平的输出。该种结构需要过多的二极管，结构复杂，成本和体积较高，且对电容均压的控制极其复杂。

又例如，图2示出了一种电容箝位型七电平逆变电路结构，该种结构最早由法国学者提出，通过对每层电容的电压控制和选通，实现7个电平的输出。该种结构需要过多的电容，且图中每个电容的耐压和容量都不同，体积过大，成本过高。

综上可看出，现有的共直流母线多电平的变频器，达到7个电平的拓扑结构过于复杂，成本和体积过高，实用性较低。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例的目的在于提供一种七电平逆变电路及其控制方法、多相逆变器及变频器，以简化七电平逆变电路的拓扑结构，降低成本。

本发明实施例提供了一种七电平逆变电路，包括：并联于共直流母线正极与共直流母线中性极之间的电容C1；并联于共直流母线中性极与共直流母线负极之间的电容C2；依次串联于共直流母线中性极与输出极之间的电力电子开关S2、电力电子开关S5、电力电子开关S7及电力电子开关S8；依次串联于共直流母线中性极与输出极之间的电力电子开关S3、电力电子开关S6、电力电子开关S9及电力电子开关S10；连接于电力电子开关S2与电力电子开关S5的串联节点与共直流母线正极之间的电力电子开关S1；连接于电力电子开关S3与电力电子开关S6的串联节点与共直流母线负极之间的电力电子开关S4；依次串联于电力电子开关S5与电力电子开关S7的串联节点及电力电子开关S6与电力电子开关S9的串联节点之间的电容C3及电容C4；连接于电力电子开关S7与电力电子开关S8的串联节点及电容C3与电容C4的串联节点之间的电力电子开关S11；连接于电力电子开关S9与电力电子开关S10的串联节点及电容C3与电容C4的串联节点之间的电力电子开关S12。

优选地，所述电力电子开关S1～电力电子开关S10均为逆导型可关断器件；所述电力电子开关S11及所述电力电子开关S12均为二极管。

优选地，所述电力电子开关S1～电力电子开关S12均为逆导型可关断器件。

优选地，所述逆导型可关断器件包括可关断电力电子器件及续流二极管；所述可关断电力电子器件包括发射极及集电极；所述发射极与所述续流二极管的阳极连接，所述集电极与所述续流二极管的阴极连接；所述可关断电力电子器件为绝缘栅双极型晶体管IGBT、集成门极换流晶闸管IGCT、注入增强栅晶体管IEGT、双极结型晶体管BJT或可关断晶闸管GTO。

优选地，所述电容C1与所述电容C2的耐压值相同；所述电容C3与所述电容C4的耐压值相同；所述电容C1的耐压值为所述电容C3的耐压值的3倍。

优选地，所述电力电子开关S1～所述电力电子开关S4的耐压值相同；所述电力电子开关S5～所述电力电子开关S12的耐压值相同；所述电力电子开关S1的耐压值为所述电力电子开关S5的耐压值的3倍。

优选地，所述电力电子开关S1～所述电力电子开关S4均包括三个依次串联的子电力电子开关，所述子电力电子开关的耐压值与所述电力电子开关S5的耐压值相同。

本发明实施例还提供了一种七电平逆变电路控制方法，包括：按预设规则控制上述七电平逆变电路中的电力电子开关S1～S12的导通或断开，使输出极输出七种不同电压值。

本发明实施例还提供了一种多相逆变器，包括多个上述七电平逆变电路；多个所述七电平逆变电路在共直流母线侧并联。

本发明实施例还提供了一种变频器，包括：整流电路及多个上述七电平逆变电路；所述整流电路的输入端与电网连接，输出端与共直流母线连接；多个所述七电平逆变电路并联于所述共直流母线上。

本发明实施例提供的七电平逆变电路及其控制方法，在七电平逆变电路中包括4个电容器和12个电力电子开关，通过电力电子开关的断开、闭合实现七电平的输出。与相关技术中的七电平逆变电路相比，本发明的七电平逆变电路所用元器件数量减少且元器件普通易得，连接结构简单，从而简化了七电平逆变电路的拓扑结构，降低了七电平逆变电路的成本。

另外多个上述七电平逆变电路在直流母线侧并联形成多相逆变器，例如三个上述七电平逆变电路在直流母线侧并联形成三相逆变器，整流电路与多个上述七电平逆变电路连接组成变频器；因为本发明实施例中简化了七电平逆变电路的拓扑结构降低了七电平逆变电路成本，使得包括多个七电平逆变电路的多相逆变器及变频器拓扑结构简单，成本降低。

为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附附图，作详细说明如下。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

图1示出了相关技术中七电平逆变电路的第一拓扑结构图；

图2示出了相关技术中七电平逆变电路的第二拓扑结构图；

图3示出了本发明实施例中七电平逆变电路的第一拓扑结构图；

图4示出了本发明实施例中七电平逆变电路的第二拓扑结构图；

图5示出了本发明实施例中七电平逆变电路的第三拓扑结构图；

图6示出了本发明实施例中七电平逆变电路的第四种拓扑结构图；

图7-图13分别示出了本发明实施例七电平逆变电路的不同工作状态；

图14示出了本发明实施例中多相逆变电路的结构示意图；

图15示出了本发明实施例中变频器的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

鉴于相关技术中的七电平逆变电路结构复杂成本高，本发明方案利用4个电容器和12个电力电子开关设计了一种七电平逆变电路，通过电力电子开关的断开、闭合实现七电平的输出，简化了七电平逆变电路的拓扑结构，降低了七电平逆变电路的成本。

如图3所示，本发明实施例的七电平逆变电路包括：并联于共直流母线正极与共直流母线中性极之间的电容C1；并联于共直流母线中性极与共直流母线负极之间的电容C2；依次串联于共直流母线中性极与输出极之间的电力电子开关S2、电力电子开关S5、电力电子开关S7及电力电子开关S8；依次串联于共直流母线中性极与输出极之间的电力电子开关S3、电力电子开关S6、电力电子开关S9及电力电子开关S10；连接于电力电子开关S2与电力电子开关S5的串联节点与共直流母线正极之间的电力电子开关S1；连接于电力电子开关S3与电力电子开关S6的串联节点与共直流母线负极之间的电力电子开关S4；依次串联于电力电子开关S5与电力电子开关S7的串联节点及电力电子开关S6与电力电子开关S9的串联节点之间的电容C3及电容C4；连接于电力电子开关S7与电力电子开关S8的串联节点及电容C3与电容C4的串联节点之间的电力电子开关S11；连接于电力电子开关S9与电力电子开关S10的串联节点及电容C3与电容C4的串联节点之间的电力电子开关S12。

上述的七电平逆变电路与相关技术中的七电平逆变电路相比，减少了元器件的使用数量，且元器件简单易得，简化了元器件之间的连接结构，降低了七电平逆变电路的成本。除此之外，本发明实施例的七电平逆变电路还能够显著提高变频器的电压输出能力，改善输出电压波形，降低输出电压谐波，降低变频器的成本和体积。

图3中，V+表示共直流母线正极，V-表示共直流母线负极，Vn表示共直流母线中性极，Vout表示此电路输出极。

上述的七电平逆变电路，根据选择的元器件不同，可以有多种实现方式，以下将结合附图对其中的优选实施方式进行说明。

如图4所示，电力电子开关S1～电力电子开关S12均为逆导型可关断器件。

典型的逆导型可关断电力电子器件包括可关断电力电子器件和反向并联的二极管，例如可关断电力电子器件为绝缘栅双极型晶体管IGBT时，逆导型可关断电力电子器件包括二极管及IGBT，二极管的阳极与IGBT的发射极连接，二极管的阴极与IGBT的集电极连接。

另外，上述逆导型可关断器件中的可关断电力电子器件还可以为集成门极换流晶闸管IGCT、注入增强栅晶体管IEGT、双极结型晶体管BJT或可关断晶闸管GTO。

如图4所示，上述结构的电力电子开关连接形成七电平逆变电路时，电力电子开关S2中二极管的阳极与共直流母线中性极连接，电力电子开关S2中二极管的阴极与电力电子开关S5中二极管的阴极连接，电力电子开关S5中二极管的阳极与电力电子开关S7中二极管的阴极连接，电力电子开关S7中二极管的阳极与电力电子开关S8中二极管的阴极连接，电力电子开关S8中二极管的阳极与电路的输出极连接；电力电子开关S3、电力电子开关S6、电力电子开关S9及电力电子开关S10的连接方式与电力电子开关S2、电力电子开关S5、电力电子开关S7及电力电子开关S9的连接方式相同，此处不再赘述。

图4中，电力电子开关S1中二极管的阴极与共直流母线正极连接，阳极与电力电子开关S2及电力电子开关S5的串联节点连接；电力电子开关S4中二极管的阳极与共直流母线负极连接，阴极与电力电子开关S3及电力电子开关S6的串联节点连接；

电力电子开关S11中二极管的阳极与电容C3及电容C4的串联节点连接，阴极与电力电子开关S7及电力电子开关S8的串联节点连接；

电力电子开关S12中二极管的阴极与电容C3及电容C4的串联节点连接，阳极与电力电子开关S9及电力电子开关S10的串联节点连接。

电力电子开关S1～电力电子开关S12除图4中所示的实现方式外，还可以如图5所示，电力电子开关S1～电力电子开关S10均为逆导型可关断器件；电力电子开关S11及电力电子开关S12分别为二极管。

图5所示的七电平逆变电路中，电力电子开关S1～电力电子开关S10的连接方式与图4中电力电子开关S1～电力电子开关S10的连接方式相同，此处不再赘述。

图5的七电平逆变电路中，二极管S11的阳极与电容C3及电容C4的串联节点连接，阴极与电力电子开关S7及电力电子开关S8的串联节点连接；

二极管S12的阴极与电容C3及电容C4的串联节点连接，阳极与电力电子开关S9及电力电子开关S10的串联节点连接。

本发明实施例中提供一种上述七电平逆变电路的控制方法，具体包括：按预设规则控制上述七电平逆变电路中的电力电子开关S1～S12的导通或断开，使输出极输出七种不同电压值。

为使上述七电平逆变电路输出七种不同电压值，可以根据实际需要选择电容器及电力电子开关的类型及响应参数，并按照一定规则断开或导通电力电子开关S1～S12。

对于七电平逆变电路中各个电容及各个电力电子开关的参数设置，以下将列举优选实施方式举例说明。

本发明实施例的七电平逆变电路，如图6所示，设置电容C1与电容C2的耐压值相同；电容C3与电容C4的耐压值相同；电容C1的耐压值为电容C3的耐压值的3倍。优选地，电力电子开关S1～电力电子开关S4的耐压值相同；电力电子开关S5～电力电子开关S12的耐压值相同；电力电子开关S1的耐压值为电力电子开关S5的耐压值的3倍。

在具体实现时，如图6所示，电力电子开关S1～电力电子开关S4均包括三个依次串联的子电力电子开关，子电力电子开关的耐压值与电力电子开关S5的耐压值相同。

经过多组实验表明，利用上述参数设置的电容器及电力电子开关组合连接构成七电平逆变电路，结构相对更加简单，成本更加低廉，是实现七电平逆变电路的经济配置。

以下将结合附图，对上述七电平逆变电路中电力电子开关的控制过程进行举例说明。

工作时，C3、C4的电压相同，设为V1；C1、C2的电压相同，为3*V1。通过合理选择各电力电子器件的开关状态，可以使Vout输出7个电平，主要开关状态如表1所示，表1中1表示导通，0表示关断。

表1

七电平逆变电路的控制方法中，当电力电子开关保持第1、2种状态时，输出极输出电压为0。其中，如图7所示，以电力电子开关保持第一种状态为例，即当电力电子开关S2、电力电子开关S5、电力电子开关S7、电子电力开关S8闭合，其它电力电子开关断开时，共直流母线中性极、电力电子开关S2、电力电子开关S5、电力电子开关S7及电力电子开关S8之间形成通路，输出极Vout与共直流母线中性极Vn之间的差值为0。

当电力电子开关保持第3、4、及5种状态时，输出极输出电压为V1；如图8所示，以电力电子开关保持第三种状态为例，即当电力电子开关S1、电力电子开关S5、电力电子开关S9、电子电力开关S10闭合，其它电力电子开关断开时，共直流母线中性极、电容C1、电力电子开关S1、电力电子开关S5、电容C3、电容C4、电力电子开关S9及电力电子开关S10之间形成通路，输出极Vout与共直流母线中性极Vn之间的差值为V1，计算方式为：

Vout–Vn

＝V(C1)–V(C3)–V(C4)

＝3*V1–V1–V1

＝V1

当电力电子开关保持第6、第7、及第8种状态时，输出极输出电压为2V1；如图9所示，以电力电子开关保持第6种状态为例，即当电力电子开关S1、电力电子开关S5、电力电子开关S8、电子电力开关S11闭合，其它电力电子开关断开时，共直流母线中性极、电容C1、电力电子开关S1、电力电子开关S5、电容C3、电力电子开关S11及电力电子开关S8之间形成通路，输出极Vout与共直流母线中性极Vn之间的差值为2V1，计算方式为：

Vout–Vn

＝V(C1)–V(C3)

＝3*V1–V1

＝2*V1

当电力电子开关保持第9种状态时，输出极输出电压为3V1；如图10所示，当电力电子开关S1、电力电子开关S5、电力电子开关S7、电子电力开关S8闭合，其它电力电子开关断开时，共直流母线中性极、电容C1、电力电子开关S1、电力电子开关S5、电力电子开关S7及电力电子开关S8之间形成通路，输出极Vout与共直流母线中性极Vn之间的差值为3V1，计算方式为：

Vout–Vn

＝V(C1)

＝3*V1

当电力电子开关保持第10、第11、及第12种状态时，输出极输出电压为-V1；如图11所示，以电力电子开关保持第10种状态为例，即当电力电子开关S2、电力电子开关S5、电力电子开关S8、电子电力开关S11闭合，其它电力电子开关断开时，共直流母线中性极、电力电子开关S2、电力电子开关S5、电容C3、电力电子开关S11及电力电子开关S8之间形成通路，输出极Vout与共直流母线中性极Vn之间的差值为-V1，计算方式为：

Vout–Vn

＝–V(C3)

＝–V1

当电力电子开关保持第13、第14、及第15种状态时，输出极输出电压为-2V1；如图12所示，以电力电子开关保持第14种状态为例，即当电力电子开关S4、电力电子开关S6、电力电子开关S8、电子电力开关S11闭合，其它电力电子开关断开时，共直流母线中性极、电容C2、电力电子开关S4、电力电子开关S6、电容C4、电力电子开关S11及电力电子开关S8之间形成通路，输出极Vout与共直流母线中性极Vn之间的差值为-2V1，计算方式为：

Vout–Vn

＝–V(C2)+V(C4)

＝–3*V1+V1

＝–2*V1

当电力电子开关保持第16种状态时，输出极输出电压为-3V1；如图13所示，当电力电子开关S4、电力电子开关S6、电力电子开关S9、电子电力开关S10闭合，其它电力电子开关断开时，共直流母线中性极、电容C2、电力电子开关S4、电力电子开关S6、电力电子开关S9及电力电子开关S10之间形成通路，输出极Vout与共直流母线中性极Vn之间的差值为-3V1，计算方式为：

Vout–Vn

＝–V(C2)

＝–3*V1

在上表中，S1、S2均为0时，导通其中一个，不会影响到输出电压，但会影响到电力电子器件承受的电压。类似的情况还发生在S3、S4中，S7、S8、S11中，S9、S10、S12中。

因此在不超过电力电子器件电压承受能力的情况下，可以在上述的某组或某些组中导通1个开关，构成新的合法开关状态。

这种新的开关状态，对于输出是无影响的，但有时候可以使得主开关状态间的转换更加平顺，一般可用于开关状态转换过程中。

本发明旨在提出一种每相能够达到7个输出电平的变频器结构，其有益的效果是可以显著提高变频器的电压输出能力，改善输出电压波形，降低输出电压谐波，降低变频器的成本和体积。

本发明实施例中还提供了一种多相逆变器，如图14所示，其包括多个上述的七电平逆变电路，且多个上述的七电平逆变电路在共直流母线侧并联，多个上述七电平逆变电路的输出极分别独立进行输出。例如，当三个上述的七电平逆变电路在共直流母线侧并联形成三相逆变器。因为本发明实施例的七电平逆变电路相对于现有的逆变电路，拓扑结构更为简单，成本更加低廉，使得利用多个该七电平逆变电路构成的多相逆变器拓扑结构简单，成本降低。

本发明实施例还提供了一种变频器，如图15所示，其主要包括整流电路及多个上述七电平逆变电路；整流电路的输入端与电网连接，输出端与共直流母线连接；多个七电平逆变电路并联于共直流母线上，多个七电平逆变电路的输出极分别独立输出。例如，当七电平逆变电路的数量为三个时，构成三相变频器。因为本发明实施例的七电平逆变电路相对于现有的逆变电路，拓扑结构更为简单，成本更加低廉，使得利用多个该七电平逆变电路构成的变频器拓扑结构简单，成本降低。

以上，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种七电平逆变电路，其特征在于，包括：

并联于共直流母线正极与共直流母线中性极之间的电容C1；

并联于共直流母线中性极与共直流母线负极之间的电容C2；

依次串联于共直流母线中性极与输出极之间的电力电子开关S2、电力电子开关S5、电力电子开关S7及电力电子开关S8；

依次串联于共直流母线中性极与输出极之间的电力电子开关S3、电力电子开关S6、电力电子开关S9及电力电子开关S10；

连接于电力电子开关S2与电力电子开关S5的串联节点与共直流母线正极之间的电力电子开关S1；

连接于电力电子开关S3与电力电子开关S6的串联节点与共直流母线负极之间的电力电子开关S4；

依次串联于电力电子开关S5与电力电子开关S7的串联节点及电力电子开关S6与电力电子开关S9的串联节点之间的电容C3及电容C4；

连接于电力电子开关S7与电力电子开关S8的串联节点及电容C3与电容C4的串联节点之间的电力电子开关S11；

连接于电力电子开关S9与电力电子开关S10的串联节点及电容C3与电容C4的串联节点之间的电力电子开关S12。

2.根据权利要求1所述的七电平逆变电路，其特征在于，所述电力电子开关S1～电力电子开关S10均为逆导型可关断器件；所述电力电子开关S11及所述电力电子开关S12均为二极管。

3.根据权利要求1所述的七电平逆变电路，其特征在于，所述电力电子开关S1～电力电子开关S12均为逆导型可关断器件。

4.根据权利要求2或3所述的七电平逆变电路，其特征在于，所述逆导型可关断器件包括可关断电力电子器件及续流二极管；

所述可关断电力电子器件包括发射极及集电极；所述发射极与所述续流二极管的阳极连接，所述集电极与所述续流二极管的阴极连接；

所述可关断电力电子器件为绝缘栅双极型晶体管IGBT、集成门极换流晶闸管IGCT、注入增强栅晶体管IEGT、双极结型晶体管BJT或可关断晶闸管GTO。

5.根据权利要求1所述的七电平逆变电路，其特征在于，所述电容C1与所述电容C2的耐压值相同；所述电容C3与所述电容C4的耐压值相同；所述电容C1的耐压值为所述电容C3的耐压值的3倍。

6.根据权利要求5所述的七电平逆变电路，其特征在于，所述电力电子开关S1～所述电力电子开关S4的耐压值相同；

所述电力电子开关S5～所述电力电子开关S12的耐压值相同；

所述电力电子开关S1的耐压值为所述电力电子开关S5的耐压值的3倍。

7.根据权利要求6所述的七电平逆变电路，其特征在于，所述电力电子开关S1～所述电力电子开关S4均包括三个依次串联的子电力电子开关，所述子电力电子开关的耐压值与所述电力电子开关S5的耐压值相同。

8.一种七电平逆变电路控制方法，其特征在于，包括：按预设规则控制如权利要求1至7中任一项所述七电平逆变电路中的电力电子开关S1～S12的导通或断开，使输出极输出七种不同电压值。

9.一种多相逆变器，其特征在于，包括多个如权利要求1至7中任一项所述的七电平逆变电路；

多个所述七电平逆变电路在共直流母线侧并联。

10.一种变频器，其特征在于，包括：整流电路及多个如权利要求1至7任一项所述的七电平逆变电路；

所述整流电路的输入端与电网连接，输出端与共直流母线连接；

多个所述七电平逆变电路并联于所述共直流母线上。