CN104316937B - 一种数字波束天线gps多径抑制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种数字波束天线GPS多径抑制方法，首先为多径信号建模，获取直达信号和反射信号的多径延迟和相对相位；然后为接收信号模型，得到天线端口N的输出和天线响应矩阵，整合接收信号确定干扰协方差，得到接收机热噪声的方差归一化预期值，获得电子天线模块的输出；执行最终的基带转换和伪随机噪声码的解扩，获得权重阵列响应由天线增益替换为多径干扰源的相关输出，获得平滑低通滤波器结果。本发明可以大幅改善多径误差，并相应的提高整个系统的可用性。
Description
技术领域
本发明属于卫星导航领域，是卫星导航局域增强系统中一种多径抑制完好性算法。
背景技术
美国的全球定位系统GPS可以连续/全天候的工作，并能在全球范围内向用户提供精确、连续的三维位置、速度与时间信息。但由于GPS本身固有的特性，使得单纯使用GPS不能够满足许多民用领域所需的精度要求，这就需要建立增强系统对GPS进行增强，局域增强系统LAAS即是这样的增强系统。
局域增强系统LAAS是美国联邦航空局FAA提出的地基增强系统。LAAS的地面站根据卫星测距信号和已知的基准接收机精确位置计算卫星的伪距校正量、载波相位校正量等差分数据，并将这些信息发送给机载子系统。机载子系统将地面站发送的差分数据等用于解算，以获得高精度的导航参数。
卫星导航局域增强系统是一个地基差分系统，通过地面差分站发播卫星差分数据，用户将差分数据用于解算来获得高精度的导航参数，如速度、位置和时间。该系统采用的差分技术是利用多个参考接收机测量的位置信息或距离信息及其他导航信息的相关性能消除部分多径，大大提高了导航定位精度。普遍认为，它可以满足非精密进近以及Ⅰ、Ⅱ直至III类精密进近着陆要求。
多径干扰是目前无线数字通讯中面临的常见问题。随着数字通讯技术的不断发展，数据量越来越大，传输速率不断提高，带宽增大是当前无线通讯发展的趋势。而多径严重的信道中，高速的数字通讯，多径效应的时延扩展将远大于码间间距，形成严重的符号间干扰，将会对信号的传输造成严重影响。
发明内容
为了克服现有技术的不足，本发明提供一种数字波束天线GPS多径抑制方法，应用双频平滑差分和数字多波束受控接受大幅改善固定增益天线的多径误差，从而提高改善整个系统的可用性。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案包括以下步骤：
步骤一：为多径信号建模，获取直达信号和反射信号的多径延迟τm＝(Rd+drm-R)/c和相对相位其中，Rd为导航卫星到反射点的距离，R为导航卫星到接收天线的直达距离，drm为反射点到接收天线的距离，为GPS的载频，c为光速；
步骤二：为接收信号建模，得到天线端口N的输出 和天线响应矩阵其中，am＝[am1，...，amN]T是第m个信号元素方向上的混合阵列响应，Pf(t)是接收机的伪随机噪声(PRN)码，Δω＝2πΔf是多普勒误差，n(t)是一个N*1的接收机噪声建模为无关基带限制的高斯白噪声，bi是第i个干扰上的混合阵列响应，Gk和ψk为第m个信号方向上第k个受控接收模式天线阵列元素；
步骤三：在时间TA内整合接收信号确定干扰协方差得到接收机热噪声的方差归一化预期值获得电子天线模块的输出
步骤四：执行最终的基带转换和伪随机噪声码的解扩，获得权重阵列响应由天线增益替换为多径干扰源的相关输出和
步骤五：获得平滑低通滤波器结果。
本发明的有益效果是：提高了卫星导航精确度，本发明考虑了差分GPS双频平滑(DFS)和数字多波束受控接收天线(DBF)两种多径抑制技术，用模拟散射平面多径模型伴随着详细的抗干扰接收信号处理模型，模拟编码和载波误差被用于产生变角统计模型，对比固定增益天线混合DBF和DFS算法可以大幅改善多径误差，并相应的提高整个系统的可用性。
附图说明
图1是GPS抗干扰系统框图；
图2是多径模型示意图；
图3是无散平滑过程示意图；
图4是双频平滑DGPS结构示意图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明进一步说明，本发明包括但不仅限于下述实施例。
本发明提供一种数字波束天线的多径抑制算法，包括如下步骤：
步骤一：为多径信号建模，获取直达信号和反射信号的多径延迟和相对相位。
步骤二：为接收信号建模，得到天线端口N的输出和天线响应矩阵。
步骤三：数字天线处理：整合接收信号确定干扰协方差，得到接收机热噪声的方差归一化预期值，获得电子天线模块的输出。
步骤四：SAASM模块执行最终的基带转换和伪随机噪声码的解扩，获得权重阵列响应由天线增益替换为多径干扰源的相关输出。
步骤五：获得平滑低通滤波器结果。
第一部分输入信号建模
GPS抗干扰接收信号建模：图1为GPS抗干扰系统框图说明，卫星信号由受控接收天线(CRPA)阵的N个元素接收，我们假设接收天线电子模块(AE)有2N个射频(RF)和模数转换单元可使载波L1和L2可以同时被接收。AE产生一个NB输出。每个波束的同相正交信号传入假设有K个信道的可选择使用的反欺骗模块(SAASM)。
多径信号模型：在不同平面的散射多径被建模为图2的多径延时信号，应用P(Y)码模拟多径，M＝100个点的反射均匀分布在半径为DM＝20m的圆上，天线高度h＝2m，选半径为20m来确定多径信号的一个P(Y)码将产生延迟。相对于直达卫星信号功率P0，第m个多径反射信号功率为Pm：
其中伪距误差Am≈0.2。直达信号和反射信号的多径延迟和相对相位分别为：
τm＝(Rd+drm-R)/c (1)
其中：τm为多径延迟，θm为相对相位，Rd为导航卫星到反射点的距离，R为导航卫星到接收天线的直达距离，drm为反射点到接收天线的距离，为GPS的载频(L1和L2)，c为光速。
接收信号模型：射频接收端用来接收直达的卫星输出信号，M为多径信号源，NJ为干扰，天线端口N的输出为：
其中，am＝[am1，...，amN]T是第m个信号元素方向上的混合阵列响应(当m＝0时为直达信号)；Pf(t)是接收机的伪随机噪声(PRN)码；Δω＝2πΔf是多普勒误差；n(t)是一个N*1的接收机噪声建模为无关基带限制的高斯白噪声，伴随其每个元件上功率谱密度N0超过双边带宽B；bi是第i个干扰上的混合阵列响应；GPS的下行数据假设包含于相位φ；假设干扰都简化为高斯白噪声，其在静止统计中不会使结果产生大幅的误差。进入的伪随机噪声信号假设为由通过理想的伪随机噪声码P(t)穿过用来过滤卫星和接收机结果的低通滤波器H(f)。天线响应矩阵为：
其中Gk和ψk为第m个信号方向上第k个受控接收模式天线阵列元素。
第二部分数字天线电子处理过程(AE)
以波束的转向与归零为目的，AE通过在时间TA内整合接收信号确定干扰协方差：
假设信号功率远小于噪声和干扰基数，接收机热噪声N0B的方差归一化预期值为：
波束转向矢量期望阵列响应确定应用最小化的方法波束形成基数：
约束优化：最小化，
当有比AE中波束信道更多的有效卫星，就应用多卫星约束。a0为N*L矩阵包含L个阵列响应元素，其最佳效果为：(f为L*1阵列)
其结果为：
AE模块输出的数字数据为NB，它传入到SAASM模块做基带处理，AE模块输出为：
第三部分GPS基带信号处理
SAASM模块执行最终的基带转换和伪随机噪声码的解扩，EML(early-minus-late)相关输出为：
其中T为检波前积分区间(一般为20ms)，d为相邻相关间距，为简化的接收噪声部分。则其相关性可建模为：
过滤后的伪随机噪声码自相关性为
是伪随机噪声码的功率谱密度，vp是均值为0的高斯分布，假设热噪声和所有干扰源都独立统计，vp的方差为：
当τ＝0，时，净信号功率为：
有效载噪无线电波为：
FRPA或CRPA模型(只在中心元素有效)为：
其权重阵列响应由天线增益替换为多径干扰源，其相关输出建模为：
在我们多径性能评估中，只有EML相关输出能被模拟。热噪声和干扰的性能评估通过有效的载噪无线电波。由于延迟锁定检测决定的多径跟踪误差为0，标准点探测器被用于随后的结果：
同样，载波跟踪多径误差由多径元素的反正切探测器评估决定：
第四部分双频平滑DGPS
双频平滑差分GPS结构在公式(11)和(12)中详细讨论，这里我们提供一个汇总处理，DFS的基础是一种叫DGPS的无散平滑一个互补滤波器的L1无散平滑伪距ρ1(图3所示)输入为：
其中，φ1和φ2是L1和L2的载波相位测量值，α＝1-(fL1/fL2)2。图3为低通滤波器，伪距平滑输出可以消弱噪声和多径。然而滤波器对电离层延迟无用。，类似于L1，L2的无散平滑为：
DFS，DGPS结构在图4中说明，基准站使用双频接收机用于确定L1和L2的差分代码修正。不同于传统单频DGPS结构，在基准站和空中平滑滤波器不需要在DFS，DGPS情况下同步进行。一个关键的参数包含在差分上行链数据中，是L1和L2载波相位差，。根据这些数据，我们现在可以考虑新架构的远程用户中两大类：
单频控制，对空中用户提供单频接收机，无散载波平滑是通过从控制接收机相结合的单频码和载波相位测量与上行链路L1-L2载波相位差ΔφB。应用编码差分修正平滑伪距处理传统单频差分系统。双频控制，为机载用户提供双频接收机无散载波平滑是由不同的混合数据来实现。在空降段中，一个GPS频率丢失时，此选项会提供适度的降级。
平滑低通滤波器的仿真结果显示为Hatch滤波器：
稳态增益为：1/Nf，决定于连续时间滤波器原型
使用零极点映射，离散样本的采样间隔ΔT。
公式11的稳态增益等于公式13的增益。
WGN码的平滑伪距的稳态方差和载波测量误差为：
载波相位噪声上实现平滑伪距精度限制，增加Nf并不能减少载波相位噪声。
Claims (1)
1.一种数字波束天线GPS多径抑制方法，其特征在于包括下述步骤：
步骤一：为多径信号建模，在不同平面的散射多径被建模为多径延时信号，应用P(Y)码模拟多径，M＝100个点的反射均匀分布在半径为DM＝20m的圆上，天线高度h＝2m，选半径为20m来确定多径信号的一个P(Y)码将产生的延迟；相对于直达卫星信号功率P0，第m个多径反射信号功率为Pm：
<mrow>
<msub>
<mi>P</mi>
<mi>m</mi>
</msub>
<mo>=</mo>
<msub>
<mi>P</mi>
<mn>0</mn>
</msub>
<mo>*</mo>
<mfrac>
<msub>
<mi>A</mi>
<mi>m</mi>
</msub>
<mrow>
<msubsup>
<mi>dr</mi>
<mi>m</mi>
<mn>2</mn>
</msubsup>
</mrow>
</mfrac>
<mo>;</mo>
</mrow>
其中伪距误差Am≈0.2；
获取直达信号和反射信号的多径延迟τm＝(Rd+drm-R)/c和相对相位θm＝2πFLXτm，其中，Rd为导航卫星到反射点的距离，R为导航卫星到接收天线的直达距离，drm为反射点到接收天线的距离，FLX为GPS的载频，c为光速；
步骤二：为接收信号建模，射频接收端用来接收直达的卫星输出信号，M为多径信号源，NJ为干扰，得到天线端口N的输出和天线响应矩阵其中，am＝[am1，...，amA]T是第m个信号元素方向上的混合阵列响应，Pf(t)是接收机的伪随机噪声(PRN)码，Δω＝2πΔf是多普勒误差，n(t)是一个N*1的接收机噪声建模为无关基带限制的高斯白噪声，bi是第i个干扰上的混合阵列响应，Gk和ψk为第m个信号方向上第k个受控接收模式天线阵列元素；
步骤三：在时间TA内整合接收信号确定干扰协方差得到接收机热噪声的方差归一化预期值获得电子天线模块的输出
步骤四：执行最终的基带转换和伪随机噪声码的解扩，获得权重阵列响应由天线增益替换为多径干扰源的相关输出和其中T为检波前积分区间，d为相邻相关间距，为简化的接收噪声部分；
步骤五：获得平滑低通滤波器结果。
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