CN104303519A - 反馈系统中的不稳定性检测和避免 - Google Patents

Abstract

基于反馈的主动降噪系统配置成通过检测与潜在的或实际的不稳定行为(例如，振荡)相关的系统特性来检测实际的或潜在的不稳定性，并且修改系统特性以减轻这种不稳定性。

Description

反馈系统中的不稳定性检测和避免

技术领域

本发明涉及反馈系统、特别是反馈主动降噪系统中的不稳定性检测和避免。

背景技术

环境中的环境声学噪声的存在对人的听力具有大范围的影响。环境噪声一些示例、例如喷气式客机的机舱中的发动机噪声会导致对乘客的轻微的干扰。环境噪声的其他示例、例如工地上的钻机会导致永久的听力损失。用于减少环境声学噪声的技术是积极的研究领域，提供例如更愉悦的听力体验和避免听力损失等优点。

很多常规的降噪系统使用主动降噪技术来减少用户能够察觉到的噪声的量。主动降噪系统通常利用前馈方法、反馈方法或前馈方法和反馈方法的组合来实施。基于反馈的系统一般测量希望降噪的区域附近(例如，在声腔、例如耳腔中)的噪声声波，该噪声声波可能与其他声波相组合。通常，测量的信号被用来生成“抗噪信号”，该“抗噪信号”是测量的噪声的相位颠倒且缩放了比例的形式。该抗噪信号被提供给噪声消除驱动器，该噪声消除驱动器将该信号转变为提供给用户的声波。当噪声消除驱动器产生的抗噪声波与噪声声波在声腔中组合时，这两个声波由于破坏性的干涉而相互抵消。结果是降低了期望降噪的区域中用户察觉到的噪声水平。

反馈系统通常具有不稳定和产生基于不稳定性的失真的可能。例如，如基于对反馈的经典分析所能够理解的，如果在反馈环的相位为180°时的频率下反馈环的增益大于1，那么在该频率下能够生成振荡加性信号。这种情形也可以描述为相位余量，即在增益为1时的频率下达到180°相位为零或为负的系统余量。

在声学主动降噪系统中，反馈路径的至少一部分可以包括声学部件。尽管反馈路径的电气部件或数字部件能够在主动降噪系统中被直接地控制，但是例如由于音频路径的物理特性的变化，声学部件可能经历变化。

发明内容

在一些示例中，由于反馈环增益或传递函数中产生的变化，音频路径的变化可能导致系统中的不稳定性。例如，声学部件可以具有声学驱动器与反馈麦克风之间的声学传递函数。声学传递函数变化的情形的一个示例是耳内耳机的穿戴者将耳机的耳塞插入耳道中时。在插入过程期间，耳塞的柔性末端会例如由于夹在或者折叠在自身上而堵塞。这种堵塞末端会改变声学传递函数，从而改变总的环增益并且可能导致系统中的不稳定性。

需要这样一种系统：其能够检测反馈降噪系统中的不稳定性的特性并调节系统的环增益以避免不稳定性。

在一个方面，一般而言，主动降噪系统通过检测与潜在的或实际的不稳定行为(例如，振荡)相关的系统特性来检测实际的或潜在的不稳定性，并且修改系统特性以减轻这种不稳定性。

在一些示例中，系统适应于已经导致或者可能导致不稳定行为的反馈路径的声学部件的特性的变化以改善用户的声学体验。

在另一个方面，一般而言，基于反馈的主动降噪系统包括反馈部件和不稳定性检测器，反馈部件用于形成具有音频路径分段的反馈环的至少一部分，不稳定性检测器用于检测反馈部件中的不稳定性状态并且基于检测结果形成控制参数。反馈部件包括：用于接受输入信号的第一信号输入；用于向音频路径分段的驱动器提供驱动器信号的驱动器输出；用于接受来自第一传感器的响应于音频路径分段上的信号的第一反馈信号的第一反馈输入；以及用于接受控制参数的控制输入，控制参数用于调节反馈环的增益特性和相位特性中的至少一个。不稳定性检测器包括：用于接受反馈环信号的反馈环信号输入；用于检测反馈环信号中的没有体现在输入信号中的振荡信号分量的电路；以及用于向反馈元件的控制参数输入提供控制参数的控制参数输出。

本发明的方面可以包括下述特征中的一个或多个。

反馈环信号可以表示驱动器信号。反馈环信号可以表示第一反馈信号。用于检测反馈环信号中的振荡信号分量的电路可以包括：用于形成修改的反馈环信号的电路，该电路包括用于从反馈环信号去除输入信号的分量的电路装置；以及用于检测修改的反馈环信号中的在指定频率范围内的振荡信号分量的电路。

用于检测振荡信号分量的电路可以包括：电压控制的振荡器以及用于将电压控制的振荡器的输出与修改的反馈环信号进行组合的电路。反馈分量可以包括前馈输入，该前馈输入用于接受来自第二传感器的响应于音频路径分段上的第二信号的第一前馈信号。用于检测反馈环信号中的振荡信号分量的电路可以包括高通滤波器，该高通滤波器用于从反馈环信号去除主动降噪信号分量。用于形成修改的反馈环信号的电路可以包括：用于形成输入信号的分量的滤波元件；以及用于从反馈环信号去除输入信号的分量的信号组合器。

滤波元件可以包括控制参数输入，该控制参数输入用于接受用于调节滤波元件的增益和相位特性的控制参数。用于检测振荡信号的电路可以包括锁相环(PLL)。

在另一个方面，一般而言，用于基于反馈的主动降噪的方法包括：在反馈部件的第一信号输入处接受输入信号，其中反馈部件形成具有音频路径分段的反馈环的至少一部分；通过反馈部件的驱动器输出向音频路径分段的驱动器提供驱动器信号；在反馈部件的第一反馈输入处接受来自第一传感器的响应于音频路径分段上的信号的第一反馈信号；在反馈部件的控制输入处接受控制参数，控制参数用于调节反馈环的增益特性和相位特性中的至少一个；以及检测反馈部件中的不稳定性状态并且基于检测结果形成控制参数。检测不稳定性状态包括：在反馈环信号输入处接受反馈环信号；检测反馈环信号中的振荡信号分量，该振荡信号分量没有体现在输入信号中；以及通过控制参数输出向反馈元件的控制参数输入提供控制参数。

本发明的方面可以包括下述特征中的一个或多个。

反馈环信号可以表示驱动器信号。反馈环信号可以表示第一反馈信号。检测反馈环信号中的振荡信号分量可以包括：形成修改的反馈环信号，这包括从反馈环信号去除输入信号的分量；以及检测修改的反馈环信号中的在指定频率范围内的振荡信号分量。检测振荡信号分量可以包括：将电压控制的振荡器的输出与修改的反馈环信号进行组合。该方法还可以包括在前馈输入处接受来自第二传感器的响应于音频路径分段上的第二信号的第一前馈信号。

检测反馈环信号中的振荡信号分量可以包括：向反馈环信号应用高通滤波器，该高通滤波器用于从反馈环信号去除主动降噪信号分量。形成修改的反馈环信号可以包括：在滤波元件处形成输入信号的分量；以及在信号组合器处从反馈环信号去除输入信号的分量。在滤波元件处形成输入信号的分量可以包括：在滤波元件的控制参数输入处接受用于调节滤波元件的增益和相位特性的控制参数。检测振荡信号可以包括使用锁相环(PLL)来检测和追踪振荡信号。

实施例可以具有下列优点中的一个或多个。

实施例可以需要较少的电子部件，从而与包括通用的数字信号处理(DSP)硬件的常规系统相比，降低了成本。

实施例可以消耗非常少的功率(例如，几微瓦)，因为不需要高速/低噪运算放大器。

实施例可以比需要长测量和多次计算的基于DSP的系统更快地对干扰作出反应。在一些示例中，基于DSP的系统不能够足够快地作出反应以防止大的高声调的声音由于耳机装置中扬声器驱动器紧邻耳膜而长时间地冲击耳膜。

实施例不必单单由声音信号触发，而是能够可靠地检测声音信号存在下的振荡。

实施例能够追踪振荡信号的调制。

本发明的其他特征和优点将从下文的描述和权利要求中变得显而易见。

附图说明

图1是包括振荡检测器的反馈降噪系统的框图。

图2是振荡检测器的框图。

图3是示出增益和相位余量的曲线图。

图4是配置成减小在图4a、4b和4c中详细示出的环增益的电路的概略图。

图4a是配置成减小环增益的电路的一部分的详图。

图4b是配置成减小环增益的电路的一部分的详图。

图4c是配置成减小环增益的电路的一部分的详图。

图5是示出增益和相位余量的曲线图。

图6是配置成减小环增益和带宽的电路。

图7是具有堵塞末端的耳内耳机。

图8是对于未堵塞情况和堵塞情况的声学阻抗的曲线图。

图9是配置成检测堵塞末端的耳内耳机。

图10是包括组合式振荡/堵塞末端检测器的反馈降噪的框图。

图11是组合式振荡/堵塞末端检测器的框图。

图12是示出了用来计算组合式振荡/堵塞末端检测器的输出的逻辑的真值表。

图13是对于未堵塞情况和堵塞情况的声学阻抗度量的曲线图。

图14是包括振荡检测器的第二反馈降噪系统的框图。

图15是第二振荡检测器的框图。

图16是增益控制器的框图。

图17是包括振荡检测器的第三反馈降噪系统的框图。

图18是第二组合式振荡/堵塞末端检测器。

具体实施方式

1.综述

本文描述的系统检测由于基于反馈控制的主动降噪系统中的过度反馈环增益而导致的实际的或潜在的反馈环不稳定性，并且减轻该不稳定性以使系统恢复至稳定或更稳定的运行状态。

该系统融合了以下认知：

a)当反馈环的增益在反馈环的相位接近180°时的频率下接近1时，反馈环的增益的带宽增加。这减小了系统中的相位余量，最终导致不稳定的反馈环，这能够导致在该频率下的振荡或有阻尼的振荡。

b)当耳塞的末端被堵塞时，发生显著的声学阻抗变化，从而改变反馈环增益。

当检测到反馈环中的不稳定性时，系统通过调节反馈环的增益而减轻不稳定性。

2.振荡检测器

参照图1，用于声学主动降噪的系统200接收输入信号(例如，声学信号)x(t)，并将修改形式的输入信号提供至声学驱动器102。声学驱动器102将修改形式的输入信号转变为声腔104中的声波y(t)。在声腔104中，y(t)经过声学驱动器102与反馈麦克风108之间的声学传递函数A(用106表示)。y(t)经过A 106的结果与噪声声波N(t)组合以产生反馈麦克风108测量将声波转变为电信号e(t)。该信号沿着反馈路径传递经过反馈因子H 210。

在向前的路径中，输入信号x(t)被提供给第一传递函数块A₁(用112表示)。然后，从第一传递函数块112的输出中减去反馈因子H210的输出。在一些示例中，A₁ 112的输出仅仅包括(或者主要包括)x(t)的位于期望主动降噪带宽内的频率分量，使位于期望主动降噪带宽外的频率被衰减。减法的结果被提供给第一向前路径增益元件G₁(用116表示)。

并行地，输入信号x(t)被提供给第二传递函数块A₂(用114表示)。第一向前路径增益元件G₁ 116的输出被添加至第二传递函数块114的输出。在一些示例中，A₂ 114的输出仅仅包括x(t)的位于期望主动降噪带宽外的频率分量，使位于期望主动降噪带宽内的频率被衰减。加法的结果被提供给第二向前路径增益元件G₂(用118表示)。第二向前路径增益元件G₂ 118的输出被提供给声学驱动器102。

在一些示例中，在不同的阶段将输入信号x(t)的不同分量添加到向前路径中的目的是向输入信号的被认为更重要的分量使用较高的增益。例如，图1的系统将x(t)的位于主动降噪带宽内的频率分量比x(t)的位于主动降噪带宽外的频率分量更早地添加在系统内。这导致向位于主动降噪带宽内的频率分量应用较多的增益(即，G₁ 116和G₂ 118两者)以及向位于主动降噪带宽外的频率分量应用较少的增益(即，仅仅G₂ 118)。较高的反馈增益导致较大的降噪。

在一些示例中，x(t)＝0(即，没有提供输入信号)。在这些示例中，主动降噪系统减小反馈麦克风处的环境噪声，从而将在麦克风处感测到的信号驱动至零。

在图1所示的系统中，e(t)是声腔内反馈麦克风108的位置处的声学信号。在频率内，e(t)能够如下地表达为E(ω)。

$E\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{G_1{G}_2{A}_1\mathrm{AX}\left(\mathrm{\ω}\right)+G_2{A}_2\mathrm{AX}\left(\mathrm{\ω}\right)+N\left(\mathrm{\ω}\right)}{1+G_1{G}_2\mathrm{HA}}$

分母中的G₁G₂HA项通常称为反馈环增益。应当注意，尽管该项在这里称为“环增益”，但该项应当理解为环特性，包括：反馈环的频率相关增益响应以及反馈环的频率相关相位响应。因此，诸如“环增益等于1∠180°”之类的表述应当理解为频率下的环增益等于1且环相位等于180°时的环特性。

通过观察能够看到，第一向前路径增益元件116和第二向前路径增益元件118的增益变得非常大，噪声项N(ω)减小。通过这种方式，图1的系统中的降噪利用高环增益完成。

还应当注意，由于第一向前路径增益元件116和第二向前路径增益元件118变得非常大，所以如由于输入信号x(t)的两个添加点而能够预见到的，G₁G₂A₁AX(ω)项比G₂A₂AX(ω)项受到高环增益的影响较小。

参照图1中以粗线示出的部分，系统包括振荡检测器202，振荡检测器202配置成检测环增益等于1∠180°时的频率下的振荡。如果检测到振荡，那么振荡检测器202能够触发环增益调节以使反馈环返回至稳定的运行状态。

振荡检测器202接收输入信号x(t)和第二向前路径增益元件118的输出并且向可调节的反馈因子H 210输出控制参数P。控制参数P指示在反馈环中是否存在由于不稳定性导致的振荡，并且根据需要命令反馈因子H 210(例如，通过输出P＝HIGH)调节环增益。

参照图2，振荡检测器202处理和x(t)并且对产生的处理过的信号进行比较以判断在反馈环内是否存在没有存在于输入信号中的振荡。信号的处理基于如下认知：由于反馈环不稳定性而导致的振荡信号一般出现在环增益接近1∠180°时的频率范围内。另外，一般地，主动降噪信号存在于比振荡信号低的频率下。

振荡检测器202在两个单独的路径中处理和x(t)。驱动器信号路径302向应用带通滤波器304，带通滤波器304具有在预计发生由于不稳定性而导致的振荡的频率范围下的通带。带通滤波器304的经过滤波的输出被全波整流器306整流并被平滑元件(例如，低通滤波器)进行平滑处理。驱动器信号路径302的结果是预计发生由于不稳定性而导致的振荡的频率范围内的的信号水平。

在不存在输入信号x(t)的情况下(即，当没有提供声学驱动信号时)，驱动器信号路径302足以检测到由于反馈环中的不稳定性而导致的振荡。然而，在存在输入信号x(t)的情况下，必须对x(t)和两者都进行处理。这是因为输入信号x(t)(例如，声学信号)可能包括存在于预计发生振荡的频率范围内的频率分量。在存在这种输入信号的情况下，可能发生错误的不稳定性检测结果。

因此，为了提高系统的稳健性，x(t)在基准信号路径310中被处理，目的是建立动态阈值基准。该基准信号路径向x(t)应用带通滤波器312，带通滤波器312具有预计发生由于不稳定性而导致的振荡的频率范围下的通带。带通滤波器312的经过滤波的输出被全波整流器314整流并且被平滑元件316(例如，低通滤波器)进行平滑处理。

平滑元件316的输出是预计发生由于不稳定性而导致的振荡的频率范围内的x(t)的信号水平。该输出被比例因子K(用318表示)按比例缩放，使得当反馈环中存在x(t)但不存在振荡时，基准信号路径310的输出略大于驱动器信号路径302的输出。

驱动器信号路径302的输出和基准信号路径310的输出被提供给差分检测器320，如果驱动器信号路径302的输出大于基准信号路径310的输出(即，存在振荡)，则差分检测器320输出P＝HIGH的值，如果驱动器信号路径302的输出大于基准信号路径310的输出(即，不存在振荡)，则差分检测器320输出P＝LOW的值。

3.可调节的反馈因子

振荡检测器202输出的参数P(例如，“HIGH”输出或“LOW”输出)被提供给可调节的反馈因子H(图1中的元件210)。在一些示例中，可调节的反馈因子210基于参数P被调节，以修改系统在所有频率范围内或很大的频率范围内的总反馈环增益。在其他示例中，可调节的反馈因子210基于参数P被调节，以便例如通过减小在有限频率范围内的增益来修改反馈环增益的带宽。在一些示例中，反馈环增益的修改被保持预定量的时间。在已经经过了预定量的时间(例如，三秒钟)之后，反馈环增益的修改被颠倒。

3.1总增益调节

参照图3，反馈环增益和相位响应的示例示出了图1的系统的反馈环中的不稳定情形。特别地，由于在频率ω_u下，实线增益曲线420等于1且实线相位曲线等于180°，反馈环处于不稳定的情形。在该情形下，相位余量为0°，导致不稳定性。

在一些示例中，可调节的反馈因子210能够配置成基于从不稳定性检测器202接收的参数P将增益减去预定量而减轻该不稳定性。特别地，如果P指示相位余量为0°或者接近0°(即，不稳定性检测器输出“HIGH”参数值)，则反馈因子将总增益减去预定量。

虚线增益曲线424是反馈环增益的总减小的结果。由于相位曲线422未变化，所以总环增益的减小导致增大的相位余量426，从而使反馈环返回至稳定的运行状态。

参照图4、4a、4b和4c，电路配置成减小在P上通过的总环增益。总的环增益减小通过来自不稳定性检测器202的P＝HIGH的输出使反馈麦克风108处的金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)530接通而实现，从而减小了反馈麦克风输入108处的环增益。

3.2带宽调节

参照图5，反馈环增益和相位响应的另一个示例示出了图1的系统的反馈环中的不稳定情形。特别地，由于第一增益曲线620在频率ω_u下具有0dB的值(在该频率下，第一相位曲线622具有接近-180°的值)，所以反馈环处于不稳定的情形。在该情形下，相位余量减小，导致不稳定性。

在一些示例中，可调节的反馈因子210能够配置成基于参数P使反馈环增益在高带宽模式与低带宽模式之间切换。高带宽模式在系统的正常运行期间使用，而低带宽模式在系统变化将系统置于可能不稳定的运行状态时使用。如果参数P指示反馈环的带宽需要减小(即，不稳定性检测器输出P＝HIGH的参数值)，那么可调节反馈因子致能反馈路径中的低通滤波操作。

第二环增益曲线624示出了高频下的环增益的减小，而对于低频下的环增益几乎没有影响。与先前描述的环增益的总减小相比，环增益的带宽的这种减小导致增加的相位余量626，同时对系统的声学输出品质具有较少的影响。

参照图6，可调节的反馈因子210的一个示例通过在检测到可能不稳定的运行状态时将简单的极零点低通网络740切换至已有的高带宽反馈环而实现反馈环增益的低带宽模式。

例如，不稳定性检测器(图1的元件202)的参数输出P能够被提供给mosfet M1(用742表示)，使得“HIGH”参数值将M1 742切换至接通状态。当M1 742接通时，RC网络744、746被切换至系统中。RC网络744、746与反馈麦克风108的有效输出阻抗748一起形成低通滤波器。

由RC网络744、746和反馈麦克风108的有效输出阻抗748形成的低通滤波器包括零中断(通过包括用744表示的电阻器R331而导致)。零中断使较高频率下的低通滤波器中的相位滞后停止，从而导致较高的稳定性余量。

上述可调节的反馈因子210能够利用模拟电子器件或数字电子器件来实施。在一些示例中，不稳定性检测器202的参数输出P用来将具有与前面描述的传递函数不同的传递函数的补偿滤波器切换至系统中。在一些示例中，基于可调节的反馈因子是利用模拟电子器件还是数字电子器件来实施的而使用不同的补偿滤波器(例如，专用的DSP硬件)。

4.堵塞末端检测

参照图7，主动降噪耳机系统的耳塞850配置成插入穿戴者854的耳道852中。当插入时，耳塞850在穿戴者的耳道852的内壁上向外挤压，从而产生耳道852内的密封腔856。耳塞850包括内腔858，内腔858从耳塞中的声学驱动器860延伸到耳道852内的密封腔856中。

在耳塞850的内腔858的与声学驱动器相反的端部处，堵塞部862堵住内腔858的进入耳道852内的腔856的开口。这种堵塞部862通常在穿戴者854将耳塞850插入耳道852中时出现，并且可以称为“堵塞末端”。

参照图8，堵塞末端的一个指示是耳塞(图7的元件850)的内腔(图7的元件858)中的声学阻抗增大。曲线图中的头戴(On-Head)曲线970示出了在没有堵塞末端的情况下耳塞850的声学阻抗，而曲线图中的堵塞末端曲线972示出了在具有堵塞末端的情况下耳塞850的声学阻抗。通过观察能够容易地发现，堵塞末端中的声学阻抗显著地增加。

参照图9，检测声学阻抗的这种变化的一种方法是除了已经用作用于主动降噪系统(即，图1的系统)的反馈麦克风(图1的元件108)的压力麦克风1082之外还使用速度麦克风1080。

用于声学阻抗的方程式为：

因此，通过紧邻压力麦克风1082布置速度麦克风1080以及计算指定频率范围内两个麦克风信号之间的比率来确定声学阻抗。如果声学阻抗确定为超过预定的阈值，则耳塞的末端很可能堵塞。

该方法不受耳塞850的内腔858内的声学驱动器860发射的声波的属性(例如，噪声、语音、音频)影响。然而，为了计算所述比率，在耳塞850的内腔858中必须存在足够的声学信号。

为了确定耳塞的内腔858中是否存在足够的声学信号，在耳塞850中可以包括附加的压力麦克风1084，使得该压力麦克风1084位于耳塞850的内腔858外和耳道856内的腔外。该麦克风1084能够检测耳腔856外的压力并且使用该压力来判断计算出的阻抗是否可靠。例如，如果外部压力超过特定的预定阈值，则计算出的阻抗被认为是可靠的。

5.组合式振荡和堵塞末端检测器

参照图10，图1的系统的振荡检测器202通过上述堵塞末端检测算法而加强，从而产生包括组合式振荡/堵塞末端检测器1110的系统1100。

系统1100的反馈环的基本操作与关于图1的系统100的反馈环所描述的大部分相同，因此在本节中不再重复描述。

组合式振荡/堵塞末端检测器1110接收来自输入信号x(t)、驱动器输出信号反馈压力麦克风M1 108、反馈速度麦克风M2 1080以及外部压力麦克风M3 1084的输入。组合式振荡/堵塞末端检测器1110的输出为参数P，如果检测到由于不稳定性或者由于堵塞末端导致的振荡，则参数P具有“HIGH”值。否则，P具有“LOW”值。如前面关于图1的系统所描述的，P被提供给可调节反馈因子H 210，可调节反馈因子H 210继而调节反馈环增益或带宽以减轻反馈环中的不稳定性。

参照图11，振荡/堵塞末端检测器1110的详细的框图包括上述的振荡检测器1202、堵塞末端检测器1204以及外部压力检测器1206。振荡检测器1202、堵塞末端检测器1204以及外部压力检测器1206的结果利用布尔逻辑1208来处理，以在检测到振荡或堵塞末端时产生“HIGH”参数值。否则，布尔逻辑1208产生“LOW”参数值。

堵塞末端检测器1204接收反馈压力麦克风信号M1(t)和速度麦克风信号M2(t)作为输入。M1(t)被第一带通滤波器1210滤波，被第一全波整流器1212整流，并且被第一平滑元件1214进行平滑处理。M2(t)被第二带通滤波器1216滤波，被第二全波整流器1218整流，并且被第二平滑元件1220进行平滑处理。

麦克风输入信号M1(t)和M2(t)的带通滤波、整流和平滑处理产生关注频率(例如，知道堵塞末端显著地增大了声学阻抗时的频率)中的信号水平的估测值。处理过的M1(t)的形式被处理过的M2(t)的形式除，产生麦克风(图10的元件108和1080)附近的声学阻抗的估测值。声学阻抗的估测值与声学阻抗阈值VZ_Ref进行比较。如果声学阻抗的估测值大于该基准阈值，则堵塞末端检测器1204输出指示末端很可能堵塞的“HIGH”值。否则，堵塞末端检测器输出“LOW”值。

外部压力水平检测器1206接收外部压力麦克风信号M3(t)作为输入。M3(t)被第三带通滤波器1222滤波，被第三全波整流器1224整流，并且被第三平滑元件1226进行平滑处理。第三平滑元件1226的输出是耳腔外的声压水平的估测值。耳腔外的声压水平的估测值被与外部压力阈值VPout_Ref进行比较。如果耳腔外的声压水平的估测值大于该外部压力阈值，则外部压力水平检测器1206输出指示堵塞末端检测器1204的结果有效的“HIGH”值。否则，外部压力水平检测器1206输出指示堵塞末端检测器1204的结果无效的“LOW”值。

堵塞末端检测器1204、振荡检测器1202和外部压力水平检测器1206的“HIGH”或“LOW”输出被用作对布尔逻辑1208的输入，布尔逻辑1208确定堵塞末端/振荡检测器1110的输出P。

参照图12，真值表示出了向堵塞末端检测器1204、振荡检测器1202和外部压力水平检测器1206的输出应用下面的布尔逻辑的结果。

6.替代例

6.1替代性麦克风配置

参照图13，在一些示例中，作为对使用速度麦克风与反馈压力麦克风相结合以计算声学阻抗的替代，在腔内(例如，在管口的末端附近)布置了第二压力麦克风。声学阻抗能够计算为比率P1/(P1-P2)。图13示出了利用该方法计算出的阻抗曲线。曲线1402是表示未堵塞末端的阻抗曲线。曲线1404是表示堵塞末端的阻抗曲线。

在一些示例中，通过监测驱动器处的电输入阻抗来检测声学阻抗的变化。在一些示例中，由于驱动器的特性，声/电转换率相对较小，导致较差的信噪比。然而，驱动器的特性能够调节以产生较大的声/电转换率，从而产生提高的信噪比。

6.2替代性实施例#1

参照图14，用于声学主动降噪的系统1500的另一个实施例包括没有对图1的用于声学主动降噪系统的系统200描述的两个特征。

第一个特征在于，图14所示的用于声学主动降噪的系统1500包括前馈麦克风1503，前馈麦克风1503将声音转变为前馈信号z(t)，前馈信号z(t)到达前馈传递函数块G₃(用1501表示)。G₃ 1501、第一传递函数块A₁ 112和反馈因子H 210的输出被组合并提供给第一向前路径增益元件G₁ 116，这与图1中的情况一样。因此，在该实施例中，e(t)能够如下表达为频域中的E(ω):

$E\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{G_1{G}_2{A}_1\mathrm{AX}\left(\mathrm{\ω}\right)+G_2{A}_2\mathrm{AX}\left(\mathrm{\ω}\right)+G_1{G}_2{G}_3\mathrm{AZ}\left(\mathrm{\ω}\right)+N\left(\mathrm{\ω}\right)}{1+G_1{G}_2\mathrm{HA}}$

第二个特征在于，图14所示的用于声学主动降噪的系统1500包括与图1的振荡检测器202不同地工作的振荡检测器1502。振荡检测器1502也配置成检测环增益等于1∠180°时的频率下的振荡。然而，振荡检测器1502的内部配置与图2所示的振荡检测器202的内部配置不同。

特别地，参照图15，振荡检测器1502接收输入信号x(t)并且接收第二向前路径增益元件118的输出并且生成控制参数P，控制参数P被输出给可调节的反馈因子H 210。控制参数P指示是否存在由于反馈环中的不稳定性而导致的振荡，并且根据需要命令反馈因子H 210调节环增益。

振荡检测器1502的设计基于以下假设：可以包括与输入信号x(t)(即，x(t)的大小和相位改变了的形式)、由于不稳定性导致的振荡信号以及主动噪声去除信号相关的分量。因此，能够在频率中表达为：

$\tilde{X}\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{X\left(\mathrm{\ω}\right)(G_2{A}_2+G_1{G}_2{A}_1)}{1+G_1{G}_2\mathrm{HA}}+\frac{G_1{G}_2{G}_{3}Z\left(\mathrm{\ω}\right)-G_1{G}_2\mathrm{HN}\left(\mathrm{\ω}\right)}{1+G_1{G}_2\mathrm{HA}}$

主动噪声消除信号假定为局限于小于反馈环的交叉频率(例如，1Khz)的频率范围的带宽。还假定振荡信号位于大约反馈环的交叉频率的频率范围内。

基于这些关于的假定，振荡检测器1502通过首先隔离的振荡分量以及然后应用锁相环1602以检测振荡分量的存在来检测在中是否存在振荡信号。

振荡检测器1501所采取的一个步骤是隔离的振荡分量以去除的与输入信号x(t)相关的分量。通常，x(t)不能够简单地从中减去，因为x(t)的包括在中的分量一般在大小和相位上都不同于x(t)。如前面所示出的，的与输入信号x(t)相关的分量能够在频率中表达为：

$\frac{X\left(\mathrm{\ω}\right)(G_2{A}_2+G_1{G}_2{A}_1)}{1+G_1{G}_2\mathrm{HA}}$

为了确保的与输入信号x(t)相关的分量从中正确地去除，在x(t)从中减去之前将预滤波器1604和可调节的增益因子1606应用至x(t)。首先，预滤波器1604被应用于x(t)。基于图14的用于主动降噪的系统1500的配置，预滤波器1604具有传递函数：

G₂A₂+G₁G₂A₁

向x(t)应用预滤波器1604的结果被传输至可调节的增益因子1606。基于图14的用于主动降噪的系统1500的配置，预滤波器1604具有传递函数：

$\frac{1}{1+G_1{G}_2\mathrm{HA}}$

向预滤波器1604的输出应用可调节的增益因子1606的结果然后被传输至加法器1608，在加法器1608中从减去该结果，从而产生去除了与输入信号x(t)相关的分量的的形式。

加法器1608的输出被传输至高通滤波器1610，高通滤波器1610去除的与主动噪声消除信号相关的分量。高通滤波器1610的结果是的隔离的振荡分量。高通滤波器1610的结果被传输至常规的具有载波检测输出的锁相环1602。这种锁相环1602能够在软件或在硬件中实施(例如，LMC568幅值线性锁相环)。

锁相环1602的检测输出指示锁相环1602中的幅值检测器1614是否检测到具有在VCO 1613频率下的上述阈值幅值的信号。在一些示例中，如果检测到振荡分量，则锁相环1602的输出为HIGH(即，真或1)，而如果没有检测到振荡分量，则锁相环1602的输出为LOW(即，假或0)。在一些实施例中，PLL 1602是National Semiconductor的L602的输出被传输至增益控制器1616，增益控制器1616判断可调节MC568。

锁相环1的增益因子1606和可调节的反馈因子H(图2的元件210)是否被调节以修改反馈环增益的带宽。在一些示例中，增益控制器1616还确定可调节的增益因子1606和可调节的反馈因子210被调节了多少。可调节的增益因子1606基于增益控制器1616的输出被调节。增益控制器1616的输出P还传输至振荡检测器1502之外到达可调节的反馈因子210，在可调节的反馈因子210处，输出P被用来修改反馈环增益的带宽。

参照图16，增益控制器1616的一个实施例配置成接受锁相环1602的输出并使用锁相环1602的输出来判断是否调节可调节的增益因子1606和可调节的反馈因子210的增益；如果调节的话，则还确定在哪个方向上调节(即，正调节还是负调节)。

特别地，如果锁相环1602的输出指示存在振荡信号，则增益控制器1616生成导致可调节的反馈因子210使环增益减小X dB的用于P的值。P还被用来调节可调节的增益因子1606以确保在x(t)从中减去之前，正确的按比例缩放被应用于x(t)。在一些示例中，X等于3dB。

如果锁相环1602指示不存在振荡信号，则增益控制器1616等待预定量的时间TD，然后生成导致可调节的反馈因子210使环增益增大K dB的用于P的值。P还被用来调节可调节的增益因子1606以确保在x(t)从中减去之前，正确的按比例缩放被应用于x(t)。在一些示例中，K等于3dB。

在一些示例中，X的值大于K的值，这使得当检测到振荡时环增益的减小大于没有检测到振荡时环增益的增大。这可能导致检测到的振荡的快速减小。例如，如果X的值为9dB，那么当检测到振荡时，环增益急速地减小。如果K的值为1dB，那么环增益将缓慢地增加，直至达到小于检测到不稳定性之前的增益的增益余量水平。

6.3.替代性实施例#2

参照图17，用于主动降噪的系统1700的另一个实施例以与图14的用于主动降噪的系统1500基本相同的方式配置，不同之处在于信号从可调节的反馈因子210的输出中取出。因此，能够在频域中表达为：

$\tilde{X}\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{X\left(\mathrm{\ω}\right)(G_2{\mathrm{HAA}}_2+G_1{G}_2\mathrm{HA}{A}_1)}{1+G_1{G}_2\mathrm{HA}}+\frac{G_1{G}_2{G}_3\mathrm{HAZ}\left(\mathrm{\ω}\right)-\mathrm{HN}\left(\mathrm{\ω}\right)}{1+G_1{G}_2\mathrm{HA}}$

由于图17的系统1700的微微不同的配置，包括在振荡检测器1702中的预滤波器(图15中的元件1604)和包括在振荡检测器1702中的可调节的增益因子(图15中的元件1606)被调节以确保的与输入信号x(t)相关的分量被正确地从中去除。的与输入信号x(t)相关的分量能够在频域中表达为：

$\frac{X\left(\mathrm{\ω}\right)(G_2{\mathrm{HAA}}_2+G_1{G}_2{\mathrm{HAA}}_1)}{1+G_1{G}_2\mathrm{HA}}$

因此，预滤波器(图15中的元件1604)具有传递函数：

G₂HAA₂+G₁G₂HAA₁

并且可调节的增益因子(图15中的元件1606)具有传递函数：

$\frac{1}{1+G_1{G}_2\mathrm{HA}}$

系统1700的其余部分与图14的系统基本相同地运行。

6.4替代性振荡/堵塞末端检测器

参照图18，振荡/堵塞末端检测器1810的另一个实施例与图11所示的振荡/堵塞末端检测器1110类似地配置。振荡/堵塞末端检测器1810的特征在于，图18所示的实施例包括振荡检测器1802，振荡检测器1802配置成使用中的锁相环检测振荡信号(即，如图15中所示的振荡检测器1502中那样)。注意，振荡检测器1802与图15所示的振荡检测器1502稍微不同的地方在于，其输出表示指示是否减小环增益的布尔值(即，真/假或0/1)的参数。

6.5其他替代例

上文的描述集中于耳内耳机系统的单个信道。然而，应当注意，上述系统能够扩展至两个或更多个信道。

正如振荡检测器能够用来在不使用堵塞末端检测器的情况下检测不稳定性那样，堵塞末端检测器能够单独地用来在不使用振荡检测器的情况下检测潜在的不稳定性。振荡检测器和堵塞末端检测器都不依赖于彼此并且能够各自独立地有效使用。

尽管在耳内主动噪声消除系统的背景下进行了描述，但上述方法能够应用于其他情形。例如，所述方法能够应用于耳罩式噪声消除耳机。更常见地，所述方法可以应用于其他音频反馈情形，特别是当反馈路径的音频分量的特性可以变化时，例如当室内或车辆乘客室的音频特性可能变化时(例如，当门或窗打开时)。另外，上述振荡和阻抗检测方法可以应用于能够检测和测量反馈环振荡和机械阻抗(例如，速度/力)的运动控制系统。

在上文的描述中，通过修改反馈路径中的反馈因子来调节反馈环增益。在一些示例中，作为调节反馈路径中的反馈环因子的替代，能够调节向前路径增益元件。

在一些示例中，实施上述方法的电路被集成在包括驱动器和麦克风的壳体中。在其他示例中，电路被单独地提供，并且能够配置成适合于不同的壳体和驱动器及麦克风布置。

在一些示例中，在包括反馈、前馈和音频输入过滤的主动降噪系统中，理想的是在启动不稳定性/振荡检测器时同时修改所有三个滤波器(即，音频输入滤波器、前馈滤波器和反馈滤波器)的滤波器传递函数。同时修改所有三个滤波器的传递函数补偿了由于反馈环增益响应的变化而导致的整个系统响应。滤波器传递函数的这种修改能够在模拟硬件或基于DSP的系统中进行。

在一些示例中，微控制器能够用来解译振荡检测器、堵塞末端检测器和外部压力水平检测器中的一个或多个的输出，并且采取措施以减小环增益。

在一些示例中，专用的数字信号处理器或微控制器执行带通滤波、峰值检测、比较器功能和增益减小功能。

在一些示例中，在反馈环的带宽被调节时使输入信号静音。

应当理解的是，上文的描述意在说明而非限制本发明的范围，本发明的范围由所附权利要求限定。其他实施例处于所附权利要求的范围内。

Claims (20)

1.一种基于反馈的主动降噪系统，包括：

反馈部件，所述反馈部件用于形成具有音频路径分段的反馈环的至少一部分，所述反馈部件包括

用于接受输入信号的第一信号输入，

用于向所述音频路径分段的驱动器提供驱动器信号的驱动器输出，

用于接受来自第一传感器的、响应于所述音频路径分段上的信号的第一反馈信号的第一反馈输入，

用于接受控制参数的控制输入，所述控制参数用于调节所述反馈环的增益特性和相位特性中的至少一个特性，以及

不稳定性检测器，所述不稳定性检测器用于检测所述反馈部件中的不稳定性状态并且基于检测结果形成所述控制参数，所述不稳定性检测器包括

用于接受反馈环信号的反馈环信号输入，

用于检测所述反馈环信号中的没有被表示在所述输入信号中的振荡信号分量的电路，以及

控制参数输出，用于向所述反馈部件的控制参数输入提供所述控制参数。

2.根据权利要求1所述的系统，其中所述反馈环信号表示所述驱动器信号。

3.根据权利要求1所述的系统，其中所述反馈环信号表示所述第一反馈信号。

4.根据权利要求1所述的系统，其中用于检测所述反馈环信号中的所述振荡信号分量的所述电路包括，

用于形成修改的反馈环信号的电路，所述电路包括用于从所述反馈环信号去除所述输入信号的分量的电路装置，以及

用于检测所述修改的反馈环信号中的、在指定频率范围内的所述振荡信号分量的电路。

5.根据权利要求4所述的系统，其中用于检测所述振荡信号分量的所述电路包括：电压控制的振荡器以及用于将所述电压控制的振荡器的输出与所述修改的反馈环信号进行组合的电路。

6.根据权利要求1所述的系统，其中所述反馈分量还包括前馈输入，所述前馈输入用于接受来自第二传感器的、响应于所述音频路径分段上的第二信号的第一前馈信号。

7.根据权利要求4所述的系统，其中用于检测所述反馈环信号中的所述振荡信号分量的所述电路还包括高通滤波器，所述高通滤波器用于从所述反馈环信号去除主动降噪信号分量。

8.根据权利要求4所述的系统，其中用于形成所述修改的反馈环信号的所述电路包括，

用于形成所述输入信号的分量的滤波元件，以及

用于从所述反馈环信号去除所述输入信号的所述分量的信号组合器。

9.根据权利要求8所述的系统，其中所述滤波元件包括控制参数输入，所述控制参数输入用于接受用于调节所述滤波元件的增益和相位特性的所述控制参数。

10.根据权利要求1所述的系统，其中用于检测所述振荡信号的所述电路包括锁相环(PLL)。

11.一种用于基于反馈的主动降噪的方法，包括：

在反馈部件的第一信号输入处接受输入信号，所述反馈部件形成具有音频路径分段的反馈环的至少一部分；

通过所述反馈部件的驱动器输出向所述音频路径分段的驱动器提供驱动器信号；

在所述反馈部件的第一反馈输入处接受来自第一传感器的、响应于所述音频路径分段上的信号的第一反馈信号；

在所述反馈部件的控制输入处接受控制参数，所述控制参数用于调节所述反馈环的增益特性和相位特性中的至少一个特性；以及

检测所述反馈部件中的不稳定性状态并且基于检测结果形成所述控制参数，检测所述不稳定性状态包括

在反馈环信号输入处接受反馈环信号，

检测所述反馈环信号中的振荡信号分量，所述振荡信号分量没有被表示在所述输入信号中，以及

通过控制参数输出向所述反馈元件的控制参数输入提供所述控制参数。

12.根据权利要求11所述的方法，其中所述反馈环信号表示所述驱动器信号。

13.根据权利要求11所述的方法，其中所述反馈环信号表示所述第一反馈信号。

14.根据权利要求11所述的方法，其中检测所述反馈环信号中的所述振荡信号分量包括，

形成修改的反馈环信号，包括从所述反馈环信号去除所述输入信号的分量，以及

检测所述修改的反馈环信号中的、在指定频率范围内的所述振荡信号分量。

15.根据权利要求14所述的方法，其中检测所述振荡信号分量包括将电压控制的振荡器的输出与所述修改的反馈环信号进行组合。

16.根据权利要求11所述的方法，其中还包括在前馈输入处接受来自第二传感器的、响应于所述音频路径分段上的第二信号的第一前馈信号。

17.根据权利要求14所述的方法，其中检测所述反馈环信号中的所述振荡信号分量还包括向所述反馈环信号应用高通滤波器，所述高通滤波器用于从所述反馈环信号去除主动降噪信号分量。

18.根据权利要求14所述的方法，其中形成所述修改的反馈环信号包括，

在滤波元件处形成所述输入信号的分量；以及

在信号组合器处从所述反馈环信号去除所述输入信号的所述分量。

19.根据权利要求18所述的方法，其中在所述滤波元件处形成所述输入信号的所述分量包括在所述滤波元件的控制参数输入处接受所述控制参数，所述控制参数用于调节所述滤波元件的增益和相位特性。

20.根据权利要求11所述的方法，其中检测所述振荡信号包括使用用于检测和追踪所述振荡信号的锁相环(PLL)。