CN104198796A - 基于变压器的直流电流检测电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于变压器的直流电流检测电路及方法，该直流电流检测电路包括一非线性变压器，该非线性变压器的原边与运算放大器连接获得一桥式RL多谐振荡电路，该非线性变压器的副边连接待检测电路，本发明通过将非线性变压器的原边和运放连接获得一桥式RL多谐振荡器，将需检测的直流电流接在变压器的副边，实现检测较小的直流电流目的，并且带有隔离功能。

Description

基于变压器的直流电流检测电路及方法

技术领域

本发明涉及一种直流电流检测电路，特别是涉及一种基于变压器的直流电流检测电路及方法。

背景技术

在电力电子驱动和电源中的一些检测和继电保护电路中，使用带有隔离功能的测量方法来检测直流电流是很有必要的。很多场合仅仅使用光耦隔离是不够的，它们并不能提供被检测电流的极性而且这种电路的传输特性是非线性的，这使得该方法不适合用于检测电路。

而变压器，在检测交流电流的时候虽然非常方便，但是却不能直接用来检测直流电流。

发明内容

为克服上述现有技术存在的不足，本发明之一目的在于提供一种基于变压器的直流电流检测电路及方法，其通过将非线性变压器的原边和运算放大器连接获得一桥式RL多谐振荡器，将需检测的直流电流接在变压器的副边，实现检测较小的直流电流目的，并且带有隔离功能。

为达上述及其它目的，本发明提供一种基于变压器的直流电流检测电路，该直流电流检测电路包括一非线性变压器，该非线性变压器的原边与运算放大器连接获得一桥式RL多谐振荡电路，该非线性变压器的副边连接待检测电路。

进一步地，当该变压器的副边没有直流电流的时候，变压器进入饱和需在原边施加的正负临界电流的绝对值是相等的，变压器的原边的电流为一个交流电流，没有直流分量；而当变压器的副边有一个直流电流时，变压器进入饱和所需要在原边施加的正负临界电流值将发生变化，正负临界值的绝对值是不相等的，导致原边电流在一个工作周期中将会带有直流分量，该直流分量反映变压器副边直流电流的大小。

进一步地，该直流电流检测电路包括进一步包括变压器(T₁)、运算放大器(OA)以及电阻(R₀、R₁、R₂)，该变压器(T₁)的副边串联连接在待测电路上，待测电流从副边同名端流入从异名端流出，该变压器(T₁)的原边被当作电感成为RL多谐振荡器的一部分，其同名端接该运算放大器(OA)的输出端和电阻(R₁)的一端，原边的另一端接运算放大器(OA)的反相输入端和电阻(R₀)的一端，电阻(R₀)的另一端接地，电阻(R₁)和(R₂)串联，二者的公共端接运算放大器(OA)的同相输入端，电阻(R₂)的另一端接地。

为达到上述目的，本发明还提供一种基于变压器的直流电流检测方法，包括如下步骤：

步骤一，检测获得运算放大器反相输入端平均电压V_N。

步骤二，根据电路参数计算K_T；

步骤三，依据公式V_N＝K_TI计算获得待测电路的直流电流I。

进一步地，步骤二中，利用如下公式计算K_T：

$K_T=\frac{2V_{\mathrm{os}}m{I}_s}{(I_{\mathrm{os}}^s-I_s^2)[\left(\frac{l}{L-l}\right)\ln \left(\frac{1+k}{1-k}\right)+\ln \left(\frac{I_{\mathrm{os}}+I_s}{I_{\mathrm{os}}-I_s}\right)]}$

其中，V_os为运算放大器的输出饱和电压的绝对值，I_s为变压器原边饱和电流，I_os为运放的饱和电流的绝对值，L为变压器原边未饱和时的等效电感，l为变压器原边饱和时的等效电感，k为常数，k＝R₂/(R₁+R₂)，R₀,R₁,R₂为检测电路的电阻，N₁和N₂分别是变压器的原边和副边匝数。。

与现有技术相比，本发明一种基于变压器的直流电流检测电路及方法通过实现带有一个非线性变压器的RL多谐振荡器电路，并给出待检测的直流电流极性以及通过检测运放的反相输入端的电压来反映直流电流值的大小，并将此电压值和需要检测的电流之间近似为一线性关系，实现了检测较小的直流电流的目的，并且带有隔离功能。

附图说明

图1为理想的磁芯非线性磁化曲线；

图2为原边、副边电流共同作用下的磁芯磁化曲线；

图3为变压器电流源折算示意图；

图4为本发明一种基于变压器的直流电流检测电路的电路结构图；

图5为没有直流电流时i_p波形图；

图6为副边有正向电流I时的i_p的波形图；

图7为本发明一种基于变压器的直流电流检测方法的步骤流程图。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例并结合附图说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭示的内容轻易地了解本发明的其它优点与功效。本发明亦可通过其它不同的具体实例加以施行或应用，本说明书中的各项细节亦可基于不同观点与应用，在不背离本发明的精神下进行各种修饰与变更。

在介绍本发明之前，先介绍一下非线性磁化曲线变压器的有关概念：

一个由电流i_p驱动的独立的非线性磁芯其磁化特性曲线可以采用分段线性来等效，如图1所示。对于小电流i_p，磁通量φ同电流i_p是按照比例系数L成比例变化的。当磁化电流i_p达到饱和值(或者反向极性的)，磁通量增加会变慢，此时比例系数是l，l<L。

让这个线圈成为变压器的原边，并且使用同一个磁芯。之前磁芯的饱和磁通量和会被保留下来。如果变压器的副边加有一个较小的直流电流I，那么磁通量就是磁场强度H的函数，这个磁场强度H是由i_p和I共同产生的，如图2所示。

φ＝φ(H)＝φ(N₁i_p+N₂I)  (1)

N₁和N₂分别是变压器的原边和副边匝数。假设直流电流I恒定，当i_p达到和时候出现磁芯饱和。和的推导过程如下。

如图3(a)所示，将变压器副边的直流电流I等效为一个电流源，再将此电流源折算到原边去,如图(b)所示。

$i_p^{*}=i_p+\frac{N_2}{N_1}I---\left(2\right)$

当或者的时候，磁芯进入饱和，此时分别计算得到变压器磁芯饱和时的原边电流临界值

${I_{\mathrm{pb}}}^{+}=I_s^{+}-\frac{N_2}{N_1}I=I_s^{+}-\mathrm{mI}---\left(3\right)$

${I_{\mathrm{pb}}}^{-}=I_s^{-}-\frac{N_2}{N_1}I=I_s^{-}-\mathrm{mI}---\left(4\right)$

其中 $m=\frac{N_2}{N_1}.$

同时，副边的直流电流I对原边的交流电流i_p的动态特性也没有影响，因此由法拉第电磁感应定律可知

当时，磁芯未饱和

$\frac{\mathrm{d\&phi;}}{\mathrm{dt}}=L\frac{{\mathrm{di}}_p}{\mathrm{dt}}---\left(5\right)$

当或时，磁芯已饱和

$\frac{\mathrm{d\&phi;}}{\mathrm{dt}}=l\frac{{\mathrm{di}}_p}{\mathrm{dt}}---\left(6\right)$

图4为本发明一种基于变压器的直流电流检测电路的电路结构图。如图4所示，本发明一种基于变压器的直流电流检测电路，变压器T₁、运算放大器OA。电阻R₀、R₁、R₂，变压器T₁的变比为m＝N₂/N₁，变压器T₁的副边串联连接在待测电路上，待测电流从副边同名端流入从异名端流出，变压器T₁的原边被当作电感成为RL多谐振荡器的一部分，其同名端接运算放大器OA之输出端和电阻R₁之一端，原边之另一端接运算放大器OA之反相输入端和电阻R₀之一端，电阻R₀之另一端接地，电阻R₁和R₂串联，二者之公共端接运算放大器OA之同相输入端，电阻R₂之另一端接地，运算放大器OA之同相输入端、反相输入端和输出端电压分别记为Vp、Vn和Vo，i_p为流过变压器T₁原边和电阻R₀的电流。

假设初始时运算放大器OA输出Vo为正电压V_os ⁺，运算放大器OA之同相输入端电压为Vp＝V_os ⁺×R₂/(R₁+R₂)＝kV_os ⁺，其中k＝R₂/(R₁+R₂)，变压器原边形成的等效电感阻止电流突变，电流i_p只能逐步增大，i_p在电阻R0上的压降Vn逐渐增大，当Vn略大于Vp时，运算放大器的输出Vo翻转为负电压V_os ^－，运算放大器OA之同相输入端电压为Vp＝V_os ^-×R₂/(R₁+R₂)＝kV_os ^-，经过原边的电流i_p开始下降，电阻R₀上的压降即运算放大器反相输入端电压Vn持续下降，当Vn下降至略低于Vp时即运算放大器反相输入端电压低于同相输入端电压，运算放大器输出Vo翻转为正电压V_os ⁺，如此周而复始，电感(变压器T₁原边)反复充放电形成振荡，变压器副边的待测电流在原边形成一个偏置电流，经电阻R₀的转换形成一电压，在待测电流较小时，该偏置电流不会破坏变压器的工作状态，其所形成的电压可测。

以下具体说明本发明的理论基础：

首先对变压器T₁进行线性分段分析，以得到在副边存在直流电流I时原边的电流以及原边电流临界值I_pb ⁺、I_pb ^－，同时根据运算放大器特性得到变压器原边的正负极值电流I_pm ⁺、I_pm ^－；然后根据变压器分段线性特性计算各部分持续时间，即运算放大器输出负电压V_os ^－时正向饱和、未饱和、负向饱和以及输出正电压V_os ⁺时负向饱和、未饱和、正向饱和的持续时间t₁₁、t₁₂、t₁₃、t₂₁、t₂₂、t₂₃；最后由运算放大器输出负电压V_os ^－时的时长t₁和出负电压V_os ⁺时的时长t₂在时间轴上综合计算i_p的平均电流I_p，并根据V_N＝I_P×R₀计算运算放大器反相输入端平均电压V_N。

具体地说，运放的输出电压V_O在和之间变化，在这种电路结构中，流过变压器原边的最大电流分别是：

$I_{\mathrm{pm}}^{+}=\frac{\frac{R_2}{R_1+R_2}{V}_{\mathrm{os}}^{+}}{R_0}=\frac{k}{R_0}{V}_{\mathrm{os}}^{+}---\left(7\right)$

$I_{\mathrm{pm}}^{-}=\frac{\frac{R_2}{R_1+R_2}{V}_{\mathrm{os}}^{-}}{R_0}=\frac{k}{R_0}{V}_{\mathrm{os}}^{-}---\left(8\right)$

其中 $k=\frac{R_2}{R_1+R_2},$ 并且选择

(1)如果副边的直流电流I＝0，则i_p有图5所示的电流波形。

当时，即磁芯没有进入饱和区，此时激磁电感为L，此时等效一较大的时间常数对应图中的t₁₂,t₂₂时间段。当或时，磁芯进入饱和区，此时等效的激磁电感为l，此时等效一较小的时间常数从图中可以看出i_p的平均值为零。

(2)当副边的直流电流为正向电流时，如图中参考方向所示，此时原边的电流i_p波形如图6所示。

当或时，磁芯进入饱和区域，在这个电路里，从图中可以看出i_p的平均值不为0，那也就是说可以通过测量V_N值来检测直流电流I。

副边有反向电流时，分析过程和正向电流一样。

一、计算电压V_N和传输比V_N/I

假定电流I是正向的，0＜t＜t₁时，运放的输出

a)当0＜t＜t₁₁时，此时激磁电感为l，对原边电路列差分方程得：

$l\frac{{\mathrm{di}}_p}{\mathrm{dt}}+R_0{i}_p=V_{\mathrm{os}}^{-}---\left(9\right)$

$i_p\left(0\right)=I_{\mathrm{pm}}^{+},$ 则

$i_p=(-\frac{V_{\mathrm{os}}^{-}}{R_0}+I_{\mathrm{pm}}^{+})e^{-\frac{t}{{\mathrm{\&tau;}}_2}}+\frac{V_{\mathrm{os}}^{-}}{R_0}---\left(10\right)$

$i_p\left(t_{11}\right)=I_{\mathrm{pb}}^{+}---\left(11\right)$

由式(10)、(11)可以算出

$t_{11}={\mathrm{\&tau;}}_2\ln \left(\frac{I_{\mathrm{pm}}^{+}{R}_0-V_{\mathrm{os}}^{-}}{I_{\mathrm{pb}}^{+}{R}_0-V_{\mathrm{os}}^{-}}\right)---\left(13\right)$

b)当t₁₁＜t＜t₁₁+t₁₂时，电路的差分方程如下：

$L\frac{{\mathrm{di}}_p}{\mathrm{dt}}+R_0{i}_p=V_{\mathrm{os}}^{-}---\left(14\right)$

$i_p=(I_{\mathrm{pb}}^{+}-\frac{V_{\mathrm{os}}^{-}}{R_0})e^{-\frac{t-t_{11}}{{\mathrm{\&tau;}}_1}}+\frac{V_{\mathrm{os}}^{-}}{R_0}---\left(15\right)$

因为 $i_p\left(t_{11}\right)=I_{\mathrm{pb}}^{+}$ 而且 $i_p(t_{11}+t_{12})=I_{\mathrm{pb}}^{-},$ 可以推出

$t_{12}={\mathrm{\&tau;}}_1\ln \left(\frac{I_{\mathrm{pb}}^{+}{R}_0-V_{\mathrm{os}}^{-}}{I_{\mathrm{pb}}^{-}{R}_0-V_{\mathrm{os}}^{-}}\right)---\left(16\right)$

c)当t₁₁+t₁₂＜t＜t₁时，列差分方程如下：

$l\frac{{\mathrm{di}}_p}{\mathrm{dt}}+R_0{i}_p=V_{\mathrm{os}}^{-}---\left(17\right)$

$i_p=(I_{\mathrm{pb}}^{-}-\frac{V_{\mathrm{os}}^{-}}{R_0})e^{-\frac{t-t_{11}-t_{12}}{{\mathrm{\&tau;}}_2}}+\frac{V_{\mathrm{os}}^{-}}{R_0}---\left(18\right)$

$i(t_{11}+t_{12})=I_{\mathrm{pb}}^{-},i(t_{11}+t_{12}+t_{13})=I_{\mathrm{pm}}^{-},$ 由以上推出

$t_{13}={\mathrm{\&tau;}}_2\ln \left(\frac{I_{\mathrm{pb}}^{-}{R}_0-V_{\mathrm{os}}^{-}}{I_{\mathrm{pm}}^{-}{R}_0-V_{\mathrm{os}}^{-}}\right)---\left(19\right)$

t₁＜t＜t₁+t₂时，运放的输出

d)当t₁＜t＜t₁+t₂₁时，

$i_p=(I_{\mathrm{pm}}^{-}-\frac{V_{\mathrm{os}}^{+}}{R_0})e^{-\frac{t-t_1}{{\mathrm{\&tau;}}_2}}+\frac{V_{\mathrm{os}}^{+}}{R_0}---\left(20\right)$

$t_{21}={\mathrm{\&tau;}}_2\ln \left(\frac{I_{\mathrm{pm}}^{-}{R}_0-V_{\mathrm{os}}^{+}}{I_{\mathrm{pb}}^{-}{R}_0-V_{\mathrm{os}}^{+}}\right)---\left(21\right)$

e)当t₁+t₂₁＜t＜t₁+t₂₁+t₂₂时

$i_p=(I_{\mathrm{pb}}^{-}-\frac{V_{\mathrm{os}}^{-}}{R_0})e^{-\frac{t-t_1-t_{21}}{{\mathrm{\&tau;}}_1}}+\frac{V_{\mathrm{os}}^{+}}{R_0}---\left(22\right)$

$t_{22}={\mathrm{\&tau;}}_1\ln \left(\frac{I_{\mathrm{pb}}^{-}{R}_0-V_{\mathrm{os}}^{+}}{I_{\mathrm{pb}}^{+}{R}_0-V_{\mathrm{os}}^{+}}\right)---\left(23\right)$

f)当t₁+t₂₁+t₂₂＜t＜t₁+t₂时

$i_p=(I_{\mathrm{pb}}^{+}-\frac{V_{\mathrm{os}}^{+}}{R_0})e^{-\frac{t-t_1-t_{21}-t_{22}}{{\mathrm{\&tau;}}_2}}+\frac{V_{\mathrm{os}}^{+}}{R_0}---\left(23\right)$

$t_{23}={\mathrm{\&tau;}}_2\ln \left(\frac{I_{\mathrm{pb}}^{+}{R}_0-V_{\mathrm{os}}^{+}}{I_{\mathrm{pm}}^{+}{R}_0-V_{\mathrm{os}}^{+}}\right)---\left(24\right)$

电流i_p的平均值I_p

$I_p=\frac{V_{\mathrm{os}}^{-}{t}_1+V_{\mathrm{os}}^{+}{t}_2}{(t_1+t_2)R_0}---\left(25\right)$

如果集成运放的输出饱和电压是对称的，即那么

$t_1={\mathrm{\&tau;}}_2\ln \left(\frac{1+k}{1-k}\right)+({\mathrm{\&tau;}}_1-{\mathrm{\&tau;}}_2)\ln \left(\frac{I_{\mathrm{pb}}^{+}{R}_0+V_{\mathrm{os}}}{I_{\mathrm{pb}}^{-}{R}_0+V_{\mathrm{os}}}\right)---\left(26\right)$

$t_2={\mathrm{\&tau;}}_2\ln \left(\frac{1+k}{1-k}\right)+({\mathrm{\&tau;}}_1-{\mathrm{\&tau;}}_2)\ln \left(\frac{I_{\mathrm{pb}}^{-}{R}_0+V_{\mathrm{os}}}{I_{\mathrm{pb}}^{+}{R}_0+V_{\mathrm{os}}}\right)---\left(27\right)$

运放反相输入端的电压平均值

$V_N=I_p{R}_0=V_{\mathrm{os}}\left(\frac{t_2-t_1}{t_1+t_2}\right)---\left(28\right)$

一般磁芯的磁化曲线也是对称的，即那么就有

$I_{\mathrm{pb}}^{+}=I_s-\mathrm{mI}---\left(29\right)$

$I_{\mathrm{pb}}^{-}={-I}_s-\mathrm{mI}---\left(30\right)$

将式(26)、(27)带入式(28)并结合式(29)、(30)得出，运放反相输入端电压平均值V_N

$V_N=-\frac{V_{\mathrm{os}}\ln \left[\frac{I_{\mathrm{os}}+I_s-\mathrm{mI})(I_{\mathrm{os}}-I_s+\mathrm{mI})}{(I_{\mathrm{os}}-I_s-\mathrm{mI})(I_{\mathrm{os}}+I_s+\mathrm{mI})}\right]}{\{2\left(\frac{l}{L-l}\right)\ln \left(\frac{1+k}{1-k}\right)+\ln [\frac{{(I_{\mathrm{os}}+I_s)}^2-{\left(\mathrm{mI}\right)}^2}{{(I_{\mathrm{os}}-I_s)}^2-{\left(\mathrm{mI}\right)}^2}\left]\right\}}---\left(31\right)$

其中对式(31)分子进行处理，则有

$\begin{array}{c}Y=\ln \left[\frac{(I_{\mathrm{os}}+I_s-\mathrm{mI})(I_{\mathrm{os}}-I_s+\mathrm{mI})}{(I_{\mathrm{os}}-I_s-\mathrm{mI})(I_{\mathrm{os}}+I_s+\mathrm{mI})}\right]\\ =\ln \left[\frac{(I_{\mathrm{os}}+I_s+\mathrm{mI})(I_{\mathrm{os}}-I_s-\mathrm{mI})+4m{I}_{s}I}{(I_{\mathrm{os}}+I_s+\mathrm{mI})(I_{\mathrm{os}}-I_s-\mathrm{mI})}\right]\end{array}---\left(32\right)$

上接(32)式有

$Y=\ln [1+\frac{4m{I}_{s}I}{(I_{\mathrm{os}}+I_s+\mathrm{mI})(I_{\mathrm{os}}-I_s-\mathrm{mI})}]---\left(33\right)$

本发明用于检测的直流电流I一般都很小，为mA级的，相比较I_os和I_s都可以忽略不计，近似为0处理，则由数学中的极限思想可对式(33)处理得：

$Y=\ln (1+\frac{4m{I}_{s}I}{(I_{\mathrm{os}}+I_s+\mathrm{mI})(I_{\mathrm{os}}-I_s-\mathrm{mI})})=\frac{4m{I}_{s}I}{(I_{\mathrm{os}}+I_s+\mathrm{mI})(I_{\mathrm{os}}-I_s-\mathrm{mI})}---\left(34\right)$

$Y=\frac{4m{I}_{s}I}{(I_{\mathrm{os}}+I_s)(I_{\mathrm{os}}-I_s)}=\frac{4m{I}_{s}I}{I_{\mathrm{os}}^2-I_s^2}---\left(35\right)$

将(35)带入(31)有如下等式：

$V_N=\frac{2V_{\mathrm{os}}m{I}_s}{(I_{\mathrm{os}}^2-I_s^2)[\left(\frac{l}{L-l}\right)\ln \left(\frac{1+k}{1-k}\right)+\ln \left(\frac{I_{\mathrm{os}}+I_s}{I_{\mathrm{os}}-I_s}\right)]}I=K_{T}I---\left(36\right)$

由此可见参数选择合适的话则K_T是一个常数。

图7为本发明一种基于变压器的直流电流检测方法的步骤流程图。如图7所示，本发明一种基于变压器的直流电流检测方法，包括如下步骤：

步骤701，检测获得运算放大器反相输入端平均电压V_N。

步骤702，根据电路参数计算K_T，其中，

$K_T=\frac{2V_{\mathrm{os}}m{I}_s}{(I_{\mathrm{os}}^2-I_s^2)[\left(\frac{l}{L-l}\right)\ln \left(\frac{1+k}{1-k}\right)+\ln \left(\frac{I_{\mathrm{os}}+I_s}{I_{\mathrm{os}}-I_s}\right)]}$

V_os为运放的输出饱和电压的绝对值，I_s为变压器原边饱和电流，I_os为运放的饱和电流的绝对值，L为变压器原边未饱和时的等效电感，l为变压器原边饱和时的等效电感，k为常数，k＝R₂/(R₁+R₂)，N₁和N₂分别是变压器的原边和副边匝数。

步骤703，依据公式V_N＝K_TI计算获得待测电路的直流电流I。

综上所述，本发明一种基于变压器的直流电流检测电路及方法通过实现带有一个非线性变压器的RL多谐振荡器电路，并给出待检测的直流电流极性以及通过检测运放的反相输入端的电压来反映直流电流值的大小，并将此电压值和需要检测的电流之间近似为一线性关系，实现了检测较小的直流电流的目的，并且带有隔离功能。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何本领域技术人员均可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰与改变。因此，本发明的权利保护范围，应如权利要求书所列。

Claims (5)

1.一种基于变压器的直流电流检测电路，其特征在于：该直流电流检测电路包括一非线性变压器，该非线性变压器的原边与运算放大器连接获得一桥式RL多谐振荡电路，该非线性变压器的副边连接待检测电路。

2.如权利要求1所述的一种基于变压器的直流电流检测电路，其特征在于：当该变压器的副边没有直流电流的时候，该变压器进入饱和需在原边施加的正负临界电流的绝对值是相等的，该变压器的原边的电流为一个交流电流，没有直流分量；而当该变压器的副边有一个直流电流时，该变压器进入饱和所需要在原边施加的正负临界电流值将发生变化，正负临界值的绝对值是不相等的，导致原边电流在一个工作周期中将会带有直流分量，该直流分量反映该变压器副边直流电流的大小。

3.如权利要求1所述的一种基于变压器的直流电流检测电路，其特征在于：该直流电流检测电路包括进一步包括变压器(T₁)、运算放大器(OA)以及电阻(R₀、R₁、R₂)，该变压器(T₁)的副边串联连接在待测电路上，待测电流从副边同名端流入从异名端流出，该变压器(T₁)的原边被当作电感成为RL多谐振荡器的一部分，其同名端接该运算放大器(OA)的输出端和电阻(R₁)的一端，原边的另一端接运算放大器(OA)的反相输入端和电阻(R₀)的一端，电阻(R₀)的另一端接地，电阻(R₁)和(R₂)串联，二者的公共端接运算放大器(OA)的同相输入端，电阻(R₂)的另一端接地。

4.一种基于变压器的直流电流检测方法，包括如下步骤：

步骤一，检测获得运算放大器反相输入端平均电压V_N。

步骤二，根据电路参数计算K_T；

步骤三，依据公式V_N＝K_TI计算获得待测电路的直流电流I。

5.如权利要求4所述的一种基于变压器的直流电流检测方法，其特征在于，步骤二中，利用如下公式计算K_T：

$K_T=\frac{2V_{\mathrm{os}}m{I}_s}{(I_{\mathrm{os}}^s-I_s^2)[\left(\frac{l}{L-l}\right)\ln \left(\frac{1+k}{1-k}\right)+\ln \left(\frac{I_{\mathrm{os}}+I_s}{I_{\mathrm{os}}-I_s}\right)]}$

其中，V_os为运算放大器的输出饱和电压的绝对值，I_s为变压器原边饱和电流，I_os为运算放大器的饱和电流的绝对值，L为变压器原边未饱和时的等效电感，l为变压器原边饱和时的等效电感，k为常数，k＝R₂/(R₁+R₂)，R₀,R₁,R₂为检测电路的电阻，N₁和N₂分别是变压器的原边和副边匝数。