CN104007297A - 一种数字闭环偏振仪型光纤电流传感器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种数字闭环偏振仪型光纤电流传感器，采用偏振仪型光路，不采用干涉仪型光路，从而保持了偏振仪型光路简单、可采用信号光功率大的窄带光源、输出噪声电平低的优点，且提高了偏振仪型光CT测量结果的精度与长期稳定性，扩展了偏振仪型光CT可精确测量的与被测量电流对应的光波偏振面旋转角θ_F的范围(使之由必须满足sin2θ_F≈2θ_F或sin4θ_F≈4θ_F条件的θ_F<<1，扩展到-π/2<4θ_F<π/2)，又大大提高了这种光CT的信噪比、灵敏度与时域动态响应速度。

Description

一种数字闭环偏振仪型光纤电流传感器

技术领域 

本发明涉及一种传感器，具体讲涉及一种数字闭环偏振仪型光纤电流传感器。 

背景技术

随着电力系统的发展，直流输电技术、灵活交流输电技术、数字化变电站等以电力电子为基础的新技术在电力系统的应用越来越广泛，电力系统对于实用化的光学电流、电压互感器(以下简称光CT、光PT)的要求比以往更加迫切。目前采用的高电位端依靠电子电路提供测量信号的有电源式光CT、光PT的运行实践表明，这种光CT、光PT存在安全隐患，应研制高电位端不需要电源的无源式光CT、光PT。 

上世纪六十年代以来，国内外曾提出过多种无源式光CT方案，这些方案分别利用电流产生的磁能、电能、热能、机械能等与有关的光学效应，调制光波的幅值(光强)、频率、相位、偏振态，所利用的效应包括被称为法拉第效应的磁致圆双折射或磁致偏振面旋转效应(改变光波的偏振态)，被称为科登-冒登效应的磁致线双折射效应(改变光波的偏振态)，磁致伸缩-弹光效应(改变光波的相位)，电流热效应-热胀冷缩-弹光效应(改变光波的相位)，磁致伸缩-布喇格衍射效应(改变光波的频率)，电流热效应-瑞利散射、拉曼散射(改变光波的光强)等，后来逐渐集中到基于法拉第效应的方案上；法拉第效应光CT又逐渐集中到偏振仪型与干涉仪型两种方案上。 

偏振仪型光CT，通过测量偏振面互相垂直的两束输出光的光强，确定被测电流引起的光波偏振面的旋转角，进而确定被测电流。这种光CT只涉及线偏振光，光路产生的损耗及附加噪声小，前置放大器(简称前放，下同)要求的带宽与被测信号的带宽相同，比如为5千赫，信号处理电路简单。不过这种光CT难以实现闭环反馈控制，不能自动纠正测量过程中产生的误差，(1980年前曾提出几种偏振仪型光CT闭环方案，都因原理上响应速度慢、功耗大而放弃，见参考文献[1])，因此国外从1966年日本东京大学的“Laser Current Transformer”(见参考文献[2])开始，国内从1978年中国电力科学研究院在全国科学大会上展示的“激光电流互感器”开始，直至发展成英、中学者共同探索的全光纤型双光束、四路输出光的复杂方案(见参考文献[3])，以及ABB公司开发的块状光学媒质-光纤传输型双光束、四路输出光的偏振仪型光CT(见参考文献[4])，都不能很好解决测量精度的长期稳定性问题。而且现有偏振仪型 光CT还存在另外一个问题，那就是只能工作于sin(2θ_F)≈2θ_F，或sin(4θ_F)≈4θ_F(式中θ_F＝VN·i是被测电流i引起的光波偏振面旋转角，V是Verdet常数，N是传感头的光纤圈数)的小信号区，可正确测量的与被测量电流对应的光波偏振面旋转角θ_F的范围窄。比如即使是最新美国专利7692420B2提出偏振仪型光CT(Fiber-optic current sensor with polarimetric detection scheme)，也仍然要求被测量的θ_F满足sin(4θ_F)≈4θ_F的条件。 

有鉴如此，有关学者在已有的Sagnac干涉仪光纤电流传感器的基础上(见参考文献[5])，参照数字闭环光纤陀螺的军用技术，提出了一种相位调制型Sagnac干涉仪光CT方案(见参考文献[6],[7])。对照图1。这种方案中，传感光纤圈以外的光路传输的是幅度相等、偏振方向互相垂直的两种线偏光；每种线偏光进入传感光纤圈前经过45°取向的λ/4波片转变为幅度相等、旋转方向相反的两种圆偏光。被测电流的磁场在传感光纤圈中产生的电子磁矩的拉莫尔(Larmor)进动，使得进入传感光纤圈的旋转方向与电子进动方向相同或相反的圆偏光产生幅度不同的频率移动，从而导致两种圆偏光之间的相位差(法拉第效应来源于此)。从传感光纤圈射出的两种圆偏光再经过45°取向的λ/4波片返回传输光路时，又恢复为偏振方向互相垂直的两种线偏光，圆偏光的相位差转换为线偏光的相位差，并在起偏方向与两种线偏光的偏振方向成45°角的起偏器产生干涉，于是对电流磁场的测量转变为对线偏光相位的测量，可用成熟的干涉仪技术实现。由于精确测量光波相位远比精确测量光波偏振态容易(见参考文献[8])，因此这种光CT的精度理论上优于常见的偏振仪型；又由于线偏光相位便于用电压调制型光波导相位调制器予以补偿，因此这种光CT容易实现数字闭环运行，有利于提高系统的稳定性与进一步提高测量精度。 

数字闭环Sagnac干涉仪光CT方案一经提出就受到重视，国外各大公司竞相研制(见参考文献[9]-[19])。国内中国电力科学研究院、北京航空航天大学、航天部等单位也先后加入研究行列。不过这种光CT存在偏振仪型光CT不存在的原理性问题。 

其一是光路输出的信噪比低，数字输出的响应速度难以提高。原因有三： 

1.为消除背向散射产生的干涉噪声对信号光产生的干涉的影响，不得不采用宽带光源SLD，这就使得工作波长对应的信号光的强度弱，降低了系统的信噪比。 

2.光路相位调制与电路信号处理均依赖方波的闭环策略(以下简称方波-方波方案)带来的噪声大，这不仅使这种光纤电流传感器在小信号端的测量准确度下降，动态范围变窄，还致使这种光CT的响应速度慢。与偏振仪型光CT相比，采用这种闭环的光CT所需处理的不是与信号波形相似的光信号，而是携带信号信息的调幅方波，并且还混杂有方波调制造成的极强的相位突变尖峰spikes(见美国专利5684591，5280339)。由于被测电流磁场引起的两种 圆偏振光的相位差很小，总的输出光电流为微安级时，信号电流对应的方波幅度仅为纳安级；而调幅方波的带宽则很宽，比如信号带宽5千赫时，调幅方波的带宽至少在6兆赫以上，超过这种情况下的偏振仪型光CT前放带宽的1200倍。仅仅这一点，在同样的等效输入噪声电流密度谱的情况下，数字闭环光CT的前置放大器(即跨阻抗放大器TIA)输出信号的噪声电平就将超过偏振仪型光CT的前置放大器输出信号的噪声电平的1200倍。 

3.光路反馈方式使得输出光中的信号光幅度不是该时刻被测电流产生的调制光的幅度θ_F，而是调制光幅度在一个调制方波周期(约3微秒)内变化值。当被测电流为工频信号时，θ_F在这么短时间内的变化值几乎为0，从而使信噪比更进一步大大降低。 

由于以上原因，这种光CT的信号处理系统除了要在信噪比极低的输入信号的基础上进行方波幅值检测、产生反馈阶梯斜坡、修正反馈增益等数字闭环必需的一系列运算外，还得进行大量的降噪运算，而且某点数据的降噪结果与该点前后的大量数据有关(理论上应与全局数据有关)，从而方法本身的滞后时间(不是与器件运行速度有关的计算时间)长，导致响应速度慢，所以美国专利7786719(Optical sensor,optical current sensor and optical voltage sensor)将“响应速度难以提高”(It is difficult to improve response speed…)列为这种光CT存在的问题之一。 

其二是需要用λ/4波片实现光波的线偏-圆偏-线偏的偏振态转换带来的问题。由于这种λ/4波片目前都用一段快轴-慢轴的延迟相位(相位差)等于90°的高(线)双折射光纤制成，而这种光纤的延迟相位的温度系数大，通常在2×10^-4/℃左右，因此温度变化时这种λ/4波片的延迟相位将偏离90°，不能真正实现光波偏振态的线偏-圆偏-线偏转换的功能，使得光信号的调制效率下降(见参考文献[8],[10],美国专利5987195)，引起光CT的比差变化，噪声增加(见美国专利7038718,5987195)。 

鉴于现有数字闭环干涉仪型光CT存在以上两种原理上的弊病，而偏振仪型光CT原理上不存在这两种弊病，因此应回过头来考虑采用偏振仪型方案。但是偏振仪型光CT如不实现闭环反馈控制，就不能自动纠正测量过程中产生的误差，不能扩大可精确测量的θ_F范围，因此须解决偏振仪型光CT的闭环反馈控制问题。 

上述参考专利如下： 

美国专利：7038786,6188811B1,.6023311,6356351,6166816,6302632,5987195,5644397,7102757B2,7075286B2,6636321B2,6734657B2,7046867B2,5953121,5677622,6281672B1,6831749B2,6301400B1,7425820,5684591,5280339，7692420B2； 

国际专利申请：WO/2002/004964； 

中国专利：ZL01812641.3,ZL01801947.1； 

中国专利申请：03825967.2,200580015090.0,200510076617.2,200810056486.5。 

上述参考文献如下： 

[1].陈祥训，光电子学技术在电力测量系统中的应用[C],第一届电力系统光电技术应用研讨会，1981，8，山东，泰安。 

[2].S.Saito,Y.Fujii,K.Yokoyama,J.Hamasaki,Y.Ohno,The Laser Current Transformer for EHV Power Transmission Lines[J],IEEE J.Quantum Electronics,1966,2(8):255-259. 

[3].A.J.Rogers,Jincheng Xu and Jialing Yao,Vibration immunity for optical-fiber current measurement[C].Proc.SPIE,1994,2360:40-44；又见：J.Lightwave Technology,1995,13(7):1371-1377. 

[4].K.Bohnert,P.Gabus,and H.Fiber-Optic Current and Voltage Sensors for High-Voltage Substations[C],Invited paper at16th International Conference on Optical Fiber Sensors,October13-17,2003,Nara,Japan,Technical Digest:752-754. 

[5].H.J.Arditty,M.Papuchon et el.,Current Sensor Using Dtate-of-Art Interferometric Technologues[C],3rd Int.Conf.on Integrated Optics Optical Communication,San Francosco1981,Paper WI.3. 

[6].G.Frosio,K.Hug,and R.All-fiber Sagnac current sensor,in Proc.Opto’92:560-564,Paris,France,1992. 

[7].J.Blake,P.Tantaswadi,and R.T.de Carvlho,In-line Sagnac Interferometer for Magnetic Field Senssing[C],Pro.SPIE,1994,2360:419-422. 

[8].J.Blake,W.Williams,C.Glasow,R.Bergh,K.Fetting,E.Hadley,and G.Sanders,Optical Current Transducers for High Voltage Application； 

见：http://www.nxtphase.com/pdfs/Optical_Current_Transducers.pdf 

[9].J.Blake,P.Tantaswadi,and R.T.de Carvlho,In-line Sagnac Interferometer Current Sensor[J],IEEE Trans.Power De1ivery,1996,11(1):116-121. 

[10].Shayne X.Short,Alexandr A.Tselikov,Josiel U.de Arruda,and James N.Blake,Imperfect Quarter-Waveplate Compensation in Sagnac Interferometer-Type Current Sensors[J],Journal of Lightwave Technology,1998,16(7):1212-1219. 

[11].K.Bohnert,P.Gabus,J.Nehring,and H.Temperature and Vibration Insensitive Fiber-Optic Current Sensor[J],Journal of Lightwave Technology,2002,20(2):267-276. 

[12].Klaus Bohnerta,Philippe Gabusa,Hubertand Peter Guggenbach,Fiber-optic dc current sensor for the electro-winning industry,Proc.SPIE,2005,5855:210-213 

[13].Hermann Lin,Wuu-Wen Lin,and Mao-Hsung Chen,Modified in-line Sagnac interferometer with passive immunity of a fiber-optic current sensor[J],Applied Optics,1999,38(13):2760-2766. 

[14].K.Bohnert,P.Gabus,J.Nehring,and H.Brandle,Fiber-Optic Current and Voltage Sensors for Hight-Voltage Substations[C],16^th International Conference on Optical Fiber sensors,October,13-17,2003,Nara,Japan. 

[15].J.Blake,W.Williams,C.Glasow,R.Bergh,K.Fetting E.Hadiey,and G.Sanders,Optical Voltage Transducers for High-Voltage Applications； 

见：http://www.nxtphase.com/pdfs/Optical_Voltage_Transducers.pdf 

[16].J.D.P.Hrabliuk,Optical Current Sensors Eliminate CT Saturation,见：http://www.nxtphase.com/pdfs/optical-current-sensors-eliminate-ct-saturation.pdf 

[17].F.Rahmatian,D.Peel,G.Polovick,B.Sunga,and J.Lehtimak,Optical Current and Voltage Sensors in EHV Series Capacitor Banks Application[C],CIGRE SCA3&B3Joint Colloquium,Tokyo,Japan,Sep.26～27,2005,pp.164～169. 

[18].J.D.P.Hrabliuk,Interfacing Optical Current Sensors in a Substation[C],Proc.IEEE PES Summer Meeting2001,1:147-145. 

[19].王夏霄,张春熹,张朝阳,邬战军,一种新型全数字闭环光纤电流互感器方案[J],电力系统自动化，2006,30(16):77-80。 

发明内容

为了克服上述现有技术的不足，本发明提供一种数字闭环偏振仪型光纤电流传感器，采用偏振仪型光路，不采用干涉仪型光路，从而保持了偏振仪型光路简单、可采用信号光功率大的窄带光源、输出噪声电平低的优点，且提高了偏振仪型光CT测量结果的精度与长期稳定性，扩展了偏振仪型光CT可精确测量的θ_F范围(使之由必须满足sin2θ_F≈2θ_F或sin4θ_F≈4θ_F条件的θ_F<<1，扩展到-π/2<4θ_F<π/2)，又大大提高了这种光CT的信噪比、灵敏度与时域动态响应速度。 

为了实现上述发明目的，本发明采取如下技术方案： 

本发明提供一种数字闭环偏振仪型光纤电流传感器，所述传感器包括光路部分和电路部 分；所述光路部分包括光源、方向耦合器、起偏器、偏振分光器、偏振旋转器和高电位单元；所述方向耦合器将来自所述光源的入射光耦合到所述起偏器，所述起偏器输出的X向偏振光通过所述偏振分光器的X向偏振光通道进入偏振旋转器，所述偏振旋转器通过保偏光纤传输线连接高电位单元；所述高电位单元中的光反射面将反射光传输给所述偏振旋转器，通过所述偏振旋转器的反射光为非X向偏振光，所述非X向偏振光被偏振分光器分解为X向偏振光和Y向偏振光，所述X向偏振光和Y向偏振光分别通过所述X向偏振光通道和所述偏振分光器的Y向偏振光通道进入所述电路部分。 

所述光源为非宽带光源或宽带光源。 

所述偏振分光器设有的X向偏振光通道和Y向偏振光通道，所述X向偏振光依次通过X向偏振光通道和方向耦合器进入所述电路部分的第一光探测器，所述Y向偏振光通过Y向偏振光通道进入所述电路部分的第二光探测器。 

所述电路部分包括第一光探测器、第二光探测器、跨阻抗放大器、A/D转换器及数字闭环反馈回路；所述第一光探测器和第二光探测器分别将接收的X向偏振光和Y向偏振光转换为模拟电流信号，所述模拟电流信号通过跨阻抗放大器转换为模拟电压信号，所述模拟电压信号通过A/D转换器转换为数字电压信号，所述数字电压信号通过所述数字闭环反馈回路实现数字闭环反馈。 

所述第一光探测器和第二光探测器均为光电转换器。 

所述偏振旋转器为22.5°法拉第偏振旋转器，所述22.5°法拉第偏振旋转器将来自正向的X向偏振光和来自反向的非X向偏振光分别向同一方向旋转22.5°，X向偏振光和非X向偏振光的偏振面分别旋转45°。 

所述保偏光纤传输线的快轴和慢轴分别与所述偏振分光器的快轴和慢轴方向重合，所述偏振分光器的快轴和慢轴分别对应X向偏振光通道和Y向偏振光通道。 

所述高电位单元包括载流导体、单模光纤圈和光反射面；所述单模光纤圈为将载流导体鲍薇在内的单匝单模光纤圈或多匝单模光纤圈。 

所述数字闭环反馈回路由以下几部分组成：与被测量电流对应的光波偏振面旋转角θ_F在一个采样周期内的变化值Δθ_F的检测单元、Δθ_F累加单元、反馈信号生成单元、反馈信号与经过A/D变换后的跨阻抗放大器TIA输出信号相减的单元。 

与现有技术相比，本发明的有益效果在于： 

(1)、该光纤电流传感器可能出现的测量误差能进行自动跟踪补偿，以提高光纤电流传感器测量结果的精度与长期稳定性； 

(2)、使数字闭环反馈过程只借助于电路部分，不必像现有技术那样将携带的被测电流信息那部分输出光补偿到近似为0，也不必像现有技术那样将光信号调制成带宽是被测信号带宽的650倍以上的正负方波，从而大大提高了光CT的信噪比、灵敏度与时域动态响应速度； 

(3)、使数字闭环反馈可以针对光波的偏振面旋转角，也就是光波的强度，不是像现有技术那样针对光波的相位，因此不必像现有技术那样采用对温度敏感的λ/4波片，从而可改善光CT的温度稳定性，也不必像现有技术那样必须采用宽带光源SLD(这将导致信号光分配到的光强微弱)，从而可大大提高信号光的光强，进一步提高光CT的信噪比、灵敏度与时域动态响应速度； 

(4)、该光纤电流传感器的输出信号变为与被测量电流成正比的法拉第旋转角θ_F，而不是采用现有技术的偏振仪型光CT输出的sinθ_F，从而使偏振仪型光CT可精确测量的θ_F范围由必须满足sin2θ_F≈2θ_F或sin4θ_F≈4θ_F条件的θ_F<<1，扩展到-π/2<4θ_F<π/2。 

附图说明

图1是现有技术采用的反射式数字闭环干涉仪型光纤电流传感器的光路、电路简化图； 

图2是现有技术采用的往返式双输出光路偏振仪型光纤电流传感器示意图； 

图3是现有技术采用的直通式双输出光路偏振仪型光纤电流传感器示意图； 

图4是现有技术采用的直通式单输出光路偏振仪型光纤电流传感器示意图； 

图5是本发明提供的数字闭环偏振仪型光纤电流传感器结构框图； 

图6是本发明实施例1中数字反馈式光纤电流传感器的光路、电路简化图。 

图7是本发明实施例1中数字反馈式光纤电流传感器关键位置处的光波变化及光波偏振面最终旋转角示意图； 

图8是本发明实施例2中数字反馈式光纤电流传感器的光路、电路简化图。 

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细说明。 

本发明属于电子学与信息系统中之敏感电子学与传感器领域，以及电工学科之高电压与大电流测量领域，具体涉及数字闭环式偏振仪型全光纤电流传感器或光CT。本发明技术同时适用于光纤与块状光学媒质混合的光CT，以及包括光纤陀螺仪在内的其它光纤传感器或光纤-块状光学媒质混合型传感器，特别是要求的动态范围宽，输出信噪比高的上述传感器。改善光纤电流传感器(以下简称数字闭环光CT)的噪声性能，扩展其测量范围，提高其测量精度、 灵敏度、与时域响应速度。 

数字闭环偏振仪型光纤电流传感器中，反馈网络只涉及光CT系统的电路部分，不涉及其光路部分，所以不必将携带的被测电流信息那部分输出光补偿到近似为0，也不必将光信号调制成带宽是被测信号带宽的650倍以上的正负方波，从而大大提高了光CT的信噪比、灵敏度与时域动态响应速度。 

本发明提供一种数字闭环偏振仪型光纤电流传感器，所述传感器包括光路部分和电路部分；所述光路部分包括光源、方向耦合器、起偏器、偏振分光器(Polarization Beam Splitter，PBS)、偏振旋转器和高电位单元；所述方向耦合器将来自所述光源的入射光耦合到所述起偏器，所述起偏器输出的X向偏振光通过所述偏振分光器的X向偏振光通道进入偏振旋转器，所述偏振旋转器通过保偏光纤传输线连接高电位单元；所述高电位单元中的光反射面将反射光传输给所述偏振旋转器，通过所述偏振旋转器的反射光为非X向偏振光，所述非X向偏振光被偏振分光器分解为X向偏振光和Y向偏振光，所述X向偏振光和Y向偏振光分别通过所述X向偏振光通道和所述偏振分光器的Y向偏振光通道进入所述电路部分。 

所述光源为非宽带光源或宽带光源。 

所述偏振分光器设有的X向偏振光通道和Y向偏振光通道，所述X向偏振光依次通过X向偏振光通道和方向耦合器进入所述电路部分的第一光探测器，所述Y向偏振光通过Y向偏振光通道进入所述电路部分的第二光探测器。 

所述电路部分包括第一光探测器、第二光探测器、跨阻抗放大器、A/D转换器及数字闭环反馈回路；所述第一光探测器和第二光探测器分别将接收的X向偏振光和Y向偏振光转换为模拟电流信号，所述模拟电流信号通过跨阻抗放大器转换为模拟电压信号，所述模拟电压信号通过A/D转换器转换为数字电压信号，所述数字电压信号通过所述数字闭环反馈回路实现数字闭环反馈。 

跨阻抗放大器的作用是将光电转换器输出的微弱电流信号转换为可驱动后续A/D转换电路的电压信号V_x(t)、V_y(t)。 

所述第一光探测器和第二光探测器均为光电转换器。其作用是分别将光路输出的x方向偏振的光信号与y方向偏振的光信号转变为与光波强度(即光波电场幅值的平方)成正比的电流信号。 

数字闭环反馈回路由以下几部分组成：与被测量电流对应的光波偏振面旋转角θ_F在一个采样周期内的变化值Δθ_F的检测单元、Δθ_F累加单元、反馈信号生成单元以及反馈信号与经过A/D变换后的跨阻抗放大器TIA输出信号相减的单元。其作用是：(1)、抵消被测电流引起 的θ_F的变化，以及检测Δθ_F时可能出现的偏差；(2)、从所述Δθ_F累加单元同步输出被测电流的测量值。其特征是：(1)、反馈量是与光路输出的一个偏振方向光(比如x方向，如图6所示)的光强成正比的量，而不是与Δθ_F或θ_F成正比的量；(2)、反馈过程只涉及光CT系统的电路部分，不涉及其光路部分；(3)、反馈过程不引起代表θ_F的光信号的任何变化，包括不改变这部分光信号的幅值与带宽，因此不改变输出光的信噪比，这就可避免将代表θ_F的光信号补偿到接近于0，避免将代表θ_F的光信号的波形改变为高频正负矩形波，使其带宽与输出噪声电平增加650倍以上，避免因此而使输出光的信噪比大大降低。 

其中每个V_x、V_y的采样值V_x(n)、V_y(n)对应的Δθ_F(n)采用下式计算： 

$4\mathrm{\&Delta;}{\widetilde{\mathrm{\&theta;}}}_F\left(n\right)=(V_x\left(n\right)-{\tilde{V}}_x(n-1))/I_0\cos \left(4{\mathrm{\&theta;}}_F\left(n\right)\right)$

I₀cos(4θ_F(n))＝[V_x(n)·V_y(n)]^1/2

其中带波浪线的量代表计算值，不带波浪线的量代表测量值，下同。I₀表达式为： 

I₀(n)＝V_x(n)+V_y(n) 

反馈信号的相位采用下式计算： 

$4{\widetilde{\mathrm{\&theta;}}}_F\left(n\right)=4({\widetilde{\mathrm{\&theta;}}}_F\left(n\right)+\mathrm{\&Delta;}{\widetilde{\mathrm{\&theta;}}}_F\left(n\right))$

所述偏振旋转器为22.5°法拉第偏振旋转器，所述22.5°法拉第偏振旋转器将来自正向的X向偏振光和来自反向的非X向偏振光分别向同一方向旋转22.5°，X向偏振光和非X向偏振光的偏振面分别旋转45°。 

所述保偏光纤传输线的快轴和慢轴分别与所述偏振分光器的快轴和慢轴方向重合，所述偏振分光器的快轴和慢轴分别对应X向偏振光通道和Y向偏振光通道。 

所述高电位单元包括载流导体、单模光纤圈和光反射面；所述单模光纤圈为将载流导体鲍薇在内的单匝单模光纤圈或多匝单模光纤圈。光反射面的作用是使入射光沿原路反射回去，使θ_F增加一倍；或者是使入射光旋转45°后再沿原路反射回去，使θ_F增加一倍，又使反射光的偏振面额外旋转一个固定的45°角度的法拉第旋转反射镜，使得对θ_F的检测更灵敏。 

实施例1 

图6是依据本发明方法的基本实施方案1的光路、电路简化图。与光路输出的一个偏振方向光(比如x方向，如图6所示)的光强成正比的反馈量的方法，其特征是：不用上一时刻某一偏振方向(x方向或y方向，如图6所示)光路输出的采样信号作为所述反馈信号，而用上一时刻该偏振方向的光路输出信号的计算值(或)作为所述反馈信号，反馈信号(或)的计算式为：

图6光路中的光源可采用非宽带光源，工作波长下的信号光强度大，有利于提高光CT 系统的信噪比。耦合器的作用是将来自光源的入射光耦合到起偏器，将来自起偏器的返回光耦合到光电转换器。起偏器的作用是将来自光源的非偏振光转变为偏振方向在某一固定方向(以下假定为x方向)的偏振光，并且只允许其它偏振方向光波在x方向的投影分量从该起偏器这通过。偏振分光器的左边有x、y两个偏振光通道，分别对应于分光器的快轴(或慢轴)、慢轴(或快轴)，分别允许偏振方向在x、y方向的偏振光通过，因此来自起偏器的x方向偏振光能顺利通过偏振分光器的x通道进入法拉第偏振旋转器FR，来自FR的非x方向偏振光则将被分解成偏振方向分别在x、y方向的两束偏振光，前者经x通道与耦合器进入光电转换器-x，后者经y通道进入光电转换器-y。22.5°FR的作用是使从左边进入的入射光和从右边进入的返回光的偏振方向都向同一方向旋转22.5°，即一束偏振光来回经过22.5°FR后，它的偏振面旋转45°。保偏光纤的快、慢轴方向分别与偏振分光器的快、慢轴方向重合，它的作用是在地电位与高电位之间传输来自22.5°FR与来自单模光纤圈的偏振光，并保持它们的x、y方向的分量在传输过程中不发生变化。单模光纤圈的作用是传输来自保偏光纤的入射光与来自反射端的反射光，使传输的偏振光的偏振面在被测电流磁场的作用下因法拉第效应而产生正比于被测电流的旋转角θ_F。反射端的作用是使入射光沿原路反射回去，既使θ_F增加一倍，又使光路简化。 

对照图7，光波电场在光路几个重要位置处的解析表达式分别为： 

E_xf＝E₀sin(ωt) 

E_yf＝0 

E_xf1＝E₀cos(π/8)·sin(ωt) 

E_yf1＝E₀sin(π/8)·sin(ωt) 

式中分别是光波单程通过保偏光纤的快轴、慢轴后产生的相移，θ_F＝VN·i是线偏振光单程通过光纤圈后在被测电流i磁场作用下产生的偏振面旋转角，其中V是Verdet常数，N是传感头的光纤圈数。 

图6电路中的PIN是光电转换器，它输出的光电流正比于接收到的光波强度，即接收到的光波电场幅值的平方。TIA是将PIN输出的电流信号转变为电压信号的跨阻抗放大器，A/D是模-数转换器。 

为了便于对比，在分析图6电路的数字反馈功能之前，先分析图1所示的现有数字闭环干涉仪型光CT的数字闭环反馈功能的实质。 

仔细分析图1的数字闭环反馈过程可知，这种反馈的实质是对被测电流产生的光波附加相位(大小与θ_F相同，以下用θ_F代替)的测量误差的自动跟踪补偿，而不是对被测电流的测量误差的的自动跟踪补偿。也就是说，被测电流产生的光波附加相位θ_F(t)不能正确反映被测电流时，这种反馈也只能正确地自动跟踪测量这种不正确的θ_F(t)，不能通过这种反馈方法对θ_F(t)进行修正。采用的反馈过程如下： 

(1)、在θ_F(t)已包含在光波的相位中的阶段，即图1中相位调制器处，利用交替附加+/-π/2相位的方法，检测相邻两时刻的θ_F(t_n)与θ_F(t_n-Δt)的电信号之差的测量值

(2)、将t_n之前各个时刻的累计起来，得到θ_F(t_n)的逼近值

(3)、将反馈到下一时刻t_n+1的光波的相位中，使得该时刻的光波附加相位变为  ${\widetilde{\mathrm{\&theta;}}}_F\left(t_{n+1}\right)={\mathrm{\&theta;}}_F\left(t_{n+1}\right)-{\widetilde{\mathrm{\&theta;}}}_F\left(t_n\right)=\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&theta;}}_F\left(t_{n+1}\right)\&ap;0.$

如果哪一次测量出的有误差，比如大于实际的Δθ_F(t_n)，那么包含这个的也将大于实际的θ_F(t_n)；这样的反馈到下一时刻的光波附加相位θ_F(t_n+1)上后，产生的光波附加相位将小于这两个时刻的光波附加相位之差Δθ_F(t_n+1)，于是上一时刻测量出的Δθ_F(t_n)误差引起的的误差，将在下一时刻或下几个时刻自动补偿掉。测量出的小于实际Δθ_F(t_n)时的误差自动补偿过程与此相同。 

可见上述反馈的实质性功能是“对被测电流产生的光波附加相位θ_F的测量误差的自动跟踪补偿”；这种功能完全可以用图6中的数字闭环反馈框实现，不必借助于光路对光波中被测电流产生的附加相位实行补偿，这样就不存在光路反馈时出现的光波附加相位补偿到几乎为0时引起的信噪比恶化的问题，以及信号光被调制成正负方波后引起的输出噪声电平大大增加的问题。下面详细说明。 

比较图6与图7可知，光电转换器-x、光电转换器-y接收到的光波电场分别是E_xr、E_yr，因此图6中的V_x(t)、V_y(t)分别为： 

V_x(t)∝E₀ ²cos²(π/4+2θ_F)＝I₀[1+cos(2(π/4+2θ_F))]＝I₀[1-sin(4θ_F)] 

V_y(t)∝E₀ ²sin²(π/4+2θ_F)＝I₀[1-cos(2(π/4+2θ_F))]＝I₀[1+sin(4θ_F)] 

式中I₀＝E₀ ²/2。由以上两式得： 

V_x(n)·V_y(n)＝I₀ ²[1-sin²(4θ_F)]＝I₀ ²·cos²(4θ_F) 

I₀·cos(4θ_F(n))＝(V_x(n)·V_y(n))^1/2(-π/2<4θ_F<π/2) 

I₀(n)＝V_x(n)+V_y(n) 

$\mathrm{\&Delta;}{V}_x=\frac{\&PartialD;V_x}{\&PartialD;\left(4{\mathrm{\&theta;}}_F\right)}\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;}\left(4{\mathrm{\&theta;}}_F\right)=I_0\cos \left(4{\mathrm{\&theta;}}_F\right)\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;}\left(4{\mathrm{\&theta;}}_F\right)$

在图6中，ΔV_x代表当前的V_x(n)与计算出的上一时刻的V_x值之差： 

$\mathrm{\&Delta;}{V}_x=V_x\left(n\right)-{\tilde{V}}_x(n-1)=I_0\cos \left(4{\mathrm{\&theta;}}_F\left(n\right)\right)\&CenterDot;4\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&theta;}}_F\left(n\right)$

由此得： 

$4\mathrm{\&Delta;}{\widetilde{\mathrm{\&theta;}}}_F\left(n\right)=\frac{V_x\left(n\right)-{\tilde{V}}_x(n-1)}{I_0\cos \left(4{\mathrm{\&theta;}}_F\left(n\right)\right)}=\frac{V_x\left(n\right)-{\tilde{V}}_x(n-1)}{\sqrt{V_x\left(n\right)\&CenterDot;V_y\left(n\right)}}$

上式中的就是图6数字闭环反馈框中的反馈信号 

${\tilde{V}}_x(n-1)=I_0(n-1)\&CenterDot;[1-\sin \left(4{\widetilde{\mathrm{\&theta;}}}_F(n-1)\right)]$

其中 

$4{\widetilde{\mathrm{\&theta;}}}_F(n-1)=4\underset{k=1}{\overset{n-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&Delta;}{\widetilde{\mathrm{\&theta;}}}_F\left(k\right)=4({\widetilde{\mathrm{\&theta;}}}_F(n-2)+\mathrm{\&Delta;}{\widetilde{\mathrm{\&theta;}}}_F(n-1))$

利用这样的反馈信号与下一时刻的V_x实测值V_x(n)相减，就可实现“对光波附加相位θ_F(n)的测量误差的自动跟踪补偿”。比如某次测量出的大于实际的Δθ_F(t_n)，那么包含这个 的也将大于实际的θ_F(t_n)；这样的构成的反馈信号同样大于实际的V_x(n-1)，反馈到下一时刻的V_x(n)上之后，产生的将小于实际的V_x(n)-V_x(n-1)，从而(7)式得到的将小于实际的Δθ_F(n)，于是上一时刻测量出的误差对的影响，将在下一时刻或下几个时刻自动消除。 

这种反馈补偿过程与前面分析过的现有数字闭环干涉仪型光CT的反馈补偿过程完全相同，只不过这里使用的的反馈量是数字闭环干涉仪型光CT使用的反馈量是又由于现有数字闭环干涉仪型光CT的相位调制器处的光波的θ_F与没有这种相位调制器时入射到光电转换器PIN上的θ_F是相同的，而且两种方法检测两时刻的θ_F(t_n)与θ_F(t_n-Δt)之差的测量值都是通过来自PIN输出的电信号得到的，所以对相位调制器处的θ_F进行补偿与对来自PIN上的电信号中的θ_F进行补偿是等效的，所以本发明完全利用信号处理电路实现的数字闭环反馈功能，与现有数字闭环干涉仪型光CT利用光路与信号处理电路实现的数字闭环反馈功能完全等效。 

与图1所示的采用现有技术的数字闭环干涉仪型光CT相比，本实施方案的优点是：简化了光路，降低了成本，提高了光路的输出信号电平，大大降低了光路的输出噪声电平，提高了时域响应速度，改善了温度稳定性。 

与图2、3、4所示的采用现有技术的偏振仪型光CT相比，本实施方案的优点是：提高 了测量精度与测量结果的稳定性，大大扩展了可精确测量的θ_F的范围，使之由2θ_F≈sin(2θ_F)扩展到-π/2<4θ_F<π/2。 

实施例2 

图8是依据本发明方法的基本实施方案2的光路、电路简化图。与实施方案1不同之处是，这里用“45°法拉第旋转反射器”的旋转+反射功能，取代了图6用“22.5°法拉第旋转器”与“反射端”面共同实现的旋转+反射功能，其它部分则完全相同，因此实施方案2的功能与实施方案1的功能完全相同。 

最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，而未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。 

Claims (9)

1.一种数字闭环偏振仪型光纤电流传感器，其特征在于：所述传感器包括光路部分和电路部分；所述光路部分包括光源、方向耦合器、起偏器、偏振分光器、偏振旋转器和高电位单元；所述方向耦合器将来自所述光源的入射光耦合到所述起偏器，所述起偏器输出的X向偏振光通过所述偏振分光器的X向偏振光通道进入偏振旋转器，所述偏振旋转器通过保偏光纤传输线连接高电位单元；所述高电位单元中的光反射面将反射光传输给所述偏振旋转器，通过所述偏振旋转器的反射光为非X向偏振光，所述非X向偏振光被偏振分光器分解为X向偏振光和Y向偏振光，所述X向偏振光和Y向偏振光分别通过所述X向偏振光通道和所述偏振分光器的Y向偏振光通道进入所述电路部分。

2.根据权利要求1所述的数字闭环偏振仪型光纤电流传感器，其特征在于：所述光源为非宽带光源或宽带光源。

3.根据权利要求1所述的数字闭环偏振仪型光纤电流传感器，其特征在于：所述偏振分光器设有的X向偏振光通道和Y向偏振光通道，所述X向偏振光依次通过X向偏振光通道和方向耦合器进入所述电路部分的第一光探测器，所述Y向偏振光通过Y向偏振光通道进入所述电路部分的第二光探测器。

4.根据权利要求3所述的数字闭环偏振仪型光纤电流传感器，其特征在于：所述电路部分包括第一光探测器、第二光探测器、跨阻抗放大器、A/D转换器及数字闭环反馈回路；所述第一光探测器和第二光探测器分别将接收的X向偏振光和Y向偏振光转换为模拟电流信号，所述模拟电流信号通过跨阻抗放大器转换为模拟电压信号，所述模拟电压信号通过A/D转换器转换为数字电压信号，所述数字电压信号通过所述数字闭环反馈回路实现数字闭环反馈。

5.根据权利要求4所述的数字闭环偏振仪型光纤电流传感器，其特征在于：所述第一光探测器和第二光探测器均为光电转换器。

6.根据权利要求4所述的数字闭环偏振仪型光纤电流传感器，其特征在于：所述数字闭环反馈回路由以下几部分组成：与被测量电流对应的光波偏振面旋转角θ_F在一个采样周期内的变化值Δθ_F的检测单元、Δθ_F累加单元、反馈信号生成单元以及反馈信号与经过A/D变换后的跨阻抗放大器TIA输出信号相减的单元。

7.根据权利要求1所述的数字闭环偏振仪型光纤电流传感器，其特征在于：所述偏振旋转器为22.5°法拉第偏振旋转器，所述22.5°法拉第偏振旋转器将来自正向的X向偏振光和来自反向的非X向偏振光分别向同一方向旋转22.5°，X向偏振光和非X向偏振光的偏振面分别旋转45°。

8.根据权利要求1所述的数字闭环偏振仪型光纤电流传感器，其特征在于：所述保偏光纤传输线的快轴和慢轴分别与所述偏振分光器的快轴和慢轴方向重合，所述偏振分光器的快轴和慢轴分别对应X向偏振光通道和Y向偏振光通道。

9.根据权利要求1所述的数字闭环偏振仪型光纤电流传感器，其特征在于：所述高电位单元包括载流导体、单模光纤圈和光反射面；所述单模光纤圈为将载流导体鲍薇在内的单匝单模光纤圈或多匝单模光纤圈。