CN103973097B - 改善功率因数效率的有源填谷交直流变换器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种改善功率因数效率的有源填谷交直流变换器，其是由二极管整流桥(1)、非线性电感电容网络(2)以及后续的开关功率变换器(3)组成；二极管整流桥(1)的输出向非线性电感电容网络(2)供电，非线性电感电容网络(2)的输出向后续的开关功率变换器(3)供电。非线性电感电容网络(2)是由电感L、储能电容C、谐振电容Cr和开关网络组成；所述开关网络由双向开关K与二极管D并联组成；储能电容C的充电回路是由二极管整流桥(1)、电感L、二极管D、谐振电容Cr和储能电容C构成；储能电容C的放电回路是由储能电容C经双向开关K向后续的开关功率变换器(3)提供能量。
Description
技术领域
本发明属于电子技术领域，涉及交流直流电流转换以及功率的控制。更具体地说，本发明涉及一种高效率高功率因数有源填谷交直流变换器。
背景技术
在交流供电场合，为了达到高功率因数，满足IEC61000-3-2的谐波要求，交直流变换器需要实现功率因数校正功能。有源升压式功率因数校正电路是一非常流行的方法，但它需要比较复杂的控制环路来控制这有源功率开关来实现功率因数校正功能，其功率因数可大于0.98。在成本较低，广泛应用在节能灯、LED照明等功率较小，成本敏感的产品中，无源填谷式功率因数校正电路(如图1所示)由于没有有源开关及相应控制电路和偏置电源，电路简单而受欢迎。其特点是二极管D1、D2和D3与储能电容C1和C2构成了储能电容C1和C2充电时串联连接；放电时储能电容C1和C2并联连接的电路形式。其功率因数一般小于0.9。
中国申请专利CN201310277987.7、CN201410048956.9、CN201310408536.2和PCT国际专利WO2012/168828A2提出一种含有源开关的填谷电路及其控制方法(如图2，3，4，5所示)。它是由一个储能电容与一有源开关(及相应控制电路和偏置电源)相串联的支路与二极管整流桥及输出负载并联构成。
相对无源填谷电路可以省去一个电容及三个二极管，但增加一有源开关(如MOSFET或BJT功率三极管)及相应的控制电路和偏置电源。在这有源控制的填谷电路中，相应的控制电路控制有源开关何时这储能电容C向输出负载供电。这储能电容所储存的能量是由二极管整流桥经一充电支路提供的。当这储能电容要补充所释放的储能时，由于电容电压不突变及二极管整流桥输出呈电压源特性，这对电容储能充电支路将产生高幅值的窄脉宽的充电脉冲电流；并且随着这储能电容值增加，这充电脉冲电流的幅值进一步增加。这与无源填谷电路一样使得二极管整流桥要在每半周输出一高幅值的窄脉宽的脉冲电流。这使得这有源控制的填谷电路和无源填谷电路一样难以进一步提高它们的交流输入的功率因数。要进一步提高有源填谷电路的交流输入的功率因数，使得功率因数大于0.9，这需要使得这高幅值的窄脉宽的充电脉冲电流变成低幅值的宽脉宽的充电电流。在上述数个专利中，对这充电回路进行了改进来达到这一目的，如：串入一限流电阻，加入有源开关网络来完成限流功能，等等；这使得储能电容的电压能比较缓慢地上升，充电时间增长。这些方法也分别引入一些问题，如：由于限流电阻的功耗导致效率下降；由于有源开关网络的引入导致成本增加，等等。
要进一步提高有源填谷电路的交流输入的功率因数，并保持这有源填谷电路高效率低成本，是目前本行业所迫切需要解决的问题。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种高效率高功率因数低成本有源填谷交直流变换器。这种高效率高功率因数有源填谷交直流变换器可以省去一般高功率因数有源开关控制所需的复杂的检测控制电路,并且有可能进一步使用可控硅来担任有源开关并省去一般有源开关控制所需的检测控制电路及对应的偏置电源。
为了解决上述技术问题，本发明提供一种改善功率因数效率的有源填谷交直流变换器，其是由二极管整流桥、非线性电感电容网络以及后续的开关功率变换器组成；
二极管整流桥的输出向非线性电感电容网络供电，非线性电感电容网络的输出向后续的开关功率变换器(例如为直流-直流变换器)供电。
连接关系如图6所示。
备注说明：所述后续的开关功率变换器(3)(例如为直流-直流变换器)的输入电流是断续的，为非隔离应用的降压式、非隔离应用的升降压式、隔离应用的正激式或隔离应用的反激式。
作为本发明的改善功率因数效率的有源填谷交直流变换器的改进：
非线性电感电容网络是由电感L、储能电容C、谐振电容Cr和开关网络组成(如图7虚线框所示)；所述开关网络由双向开关K与二极管D并联组成；
所述开关网络与储能电容C串联后与谐振电容Cr并联所形成的支路为非线性电感电容网络的输出；该支路与电感L串联为非线性电感电容网络的输入；
非线性电感电容网络的输出为后续的开关功率变换器的输入；
二极管整流桥的输出为非线性电感电容网络的输入；
储能电容C的充电回路是由二极管整流桥、电感L、二极管D、谐振电容Cr和储能电容C构成；储能电容C的放电回路是由储能电容C经双向开关K向后续的开关功率变换器(例如为直流-直流电流变换器)提供能量。以使后续的开关功率变换器(例如为直流-直流变换器)能够有足够输入电压而输出相应的输出功率；从而使整个系统达到尽可能高的功率因数和效率。
作为本发明的改善功率因数效率的有源填谷交直流变换器的进一出改进：
设定的控制规律为(如图8所示)：
当二极管整流桥(1)的输出电压VREC小于VIN-MIN时(对应B区间)双向开关K开通，储能电容C经双向开关K向后续的开关功率变换器供电，供电电流为后续的开关功率变换器的输入电流IIN_DC；储能电容C的电压随着放电时间推移而减小而二极管整流桥的输出电压VREC又由零增加；当二极管整流桥的输出电压VREC大于VIN-MIN时，双向开关K关断，后续的开关功率变换器供电由储能电容C切换到二极管整流桥的输出电压VREC提供(对应进入D区间)；储能电容C进入充电过程；
储能电容C充电过程如下：当二极管整流桥的输出电压VREC大于VIN-MIN时(对应在D区间)，二极管整流桥的输出电压VREC经电感L向后续的开关功率变换器(例如为直流-直流变换器)供电；电感L将存储对应的能量并且和谐振电容Cr一起将存储的能量经二极管D释放到储能电容C中；随着时间的推移，储能电容C的电压由其最低值增加直至大于二极管整流桥的输出电压VREC的峰值电压而完成储能电容C充电过程。
作为本发明的改善功率因数效率的有源填谷交直流变换器的改进：
有源填谷交直流变换器由二极管整流桥、非线性电感电容网络以及后续的开关功率变换器组成；二极管整流桥为AC/DC变换器；开关功率变换器为DC/DC变换器；
所述非线性电感电容网络由电感L、储能电容C、谐振电容Cr和开关网络组成；所述开关网络由双向开关K与二极管D并联组成；
双向开关K是由N沟道MOSFET担任；双向开关K的控制电路是由电阻R1、R2、R3和PNP三极管M构成；
所述开关网络与储能电容C串联后与谐振电容Cr并联所形成的支路为非线性电感电容网络的输出；该支路与电感L串联为非线性电感电容网络的输入；
非线性电感电容网络的输出为后续的开关功率变换器的输入；
二极管整流桥的输出为非线性电感电容网络的输入；
双向开关K的控制电路具体为：电阻R1和R2串联形成的分压电路与PNP三极管的基极相连，PNP三极管的集电极与电阻R3串联，电阻R3与双向开关K的栅极和源极并联；PNP三极管的发射极与偏置电压VCC相连；二极管整流桥的输出经二极管DIN为非线性电感电容网络的输入。
作为本发明的改善功率因数效率的有源填谷交直流变换器的改进：
开关网络与储能电容C串联后与谐振电容Cr并联所形成的支路为非线性电感电容网络的输出；该支路与电感L串联为非线性电感电容网络的输入；
非线性电感电容网络的输出为后续的开关功率变换器的输入；
二极管整流桥的输出经二极管DIN为非线性电感电容网络的输入；
峰值检测电路由二极管DP、电容CP构成；电阻R5和电阻R4形成峰值检测电路输出的分压电路；
双向开关K的控制电路具体为：电阻R1和R2串联形成分压电路，该分压电路的输出点为A；电阻R5和电阻R4形成分压电路，该分压电路的输出点为B；
A与PNP三极管的基极相连，B与PNP三极管的发射极相连，PNP三极管的集电极与电阻R3串联，电阻R3与双向开关K的栅极和源极并联。
作为本发明的改善功率因数效率的有源填谷交直流变换器的进一步：
二极管DP和电容CP构成一峰值检波电路；分压电路R5和R4的输出点B的是随输入电压的峰值电压变化而变化；分压电路R1和R2的输出点A的电位也是随输入电压变化而变化；这样PNP三极管M导通和关断的相位是固定的(比如在150度相位导通而在30度相位关断)；储能电容C上电压是随输入电压变化而变化；非线性电感电容网络的平均输出电压是随输入电压变化。
作为本发明的改善功率因数效率的有源填谷交直流变换器的进一步改进：
双向开关K为可控硅K。
在本发明中，
如图8所示，由于在区间D，二极管整流桥的输出经电感L直接供电到后续开关功率变换器(即直流-直流变换器)，这是一级功率电路来完成输入输出转换，这是高效率的。区间D占整个周期的相当大的比例。在区间D，二极管整流桥的输出也经电感L向储能电容C存储能量。仅在区间B，储能电容C经双向开关K对后续开关功率变换器(即直流-直流变换器)供电。由于非线性电感电容网络存储能量的操作，这可看作两级功率电路来完成输入输出转换，该级效率比区间D一级功率电路来完成的输入输出转换效率低些。但区间B仅占整个周期小的比例，这样总体系统的效率还是相当高的。
从后续功率变换器(即直流-直流变换器)的转换效率和输入电压关系看，其输入电压范围是从VIN_MIN到VIN_MAX＝VREC_MAX。一般来讲，平均输入电压越高，对应的后续开关功率变换器(即直流-直流变换器)转换效率越高。在本发明中，由于在区间D，二极管整流桥的输出向非线性电感电容网络存储能量，这储能电容的电压可达到和超过其峰值。在区间B时，非线性电容网络对后续开关功率变换器(即直流-直流变换器)供电，后续开关功率变换器(即直流-直流变换器)的输入电压是这储能电容电压；这储能电容电压自其大于峰值的值减小。将区间D和区间B后续开关功率变换器(即直流-直流变换器)的输入电压平均，可看出这后续开关功率变换器(即直流-直流变换器)的平均输入电压，也就是本发明的非线性电感电容网络的平均输出电压，是高于现有的无源填谷功率因数校正电路的平均输出电压。这使得整个系统在满足相应指标的条件下达到尽可能高的功率因数和效率。
附图说明
下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细说明。
图1是无源填谷式的交直流变换器图(属于现有技术)；
图2是已有的“有源填谷式交直流变换器”图(属于现有技术)；
图3是已有的“有源填谷式交直流变换器”图(属于现有技术)；
图4是已有的“有源填谷式交直流变换器”图(属于现有技术)；
图5是已有的“有源填谷式交直流变换器”图(属于现有技术)；
图6是本发明的一种高效率高功率因数有源填谷交直流变换器的方框图；
图7是所述的一种高效率高功率因数有源填谷交直流变换器具体电路图；
图8是二极管整流桥输出电压VREC随时间变化图；
图9是实施例1所述的一种高效率高功率因数有源填谷交直流变换器电路图；
图10是实施例1所述的一种宽输入电压范围的改进型高效率高功率因数有源填谷交直流变换器电路图；
图11是实施例2所述的一种高效率高功率因数低成本有源填谷交直流变换器电路图。
具体实施方式
实施例1、如图9所示、在图7的基础上给出具体双向开关K及相应的控制电路。
具体如下：一种高效率高功率因数有源填谷交直流变换器，其是由二极管整流桥1、非线性电感电容网络2以及后续的开关功率变换器3组成。二极管整流桥1为AC/DC变换器；开关功率变换器3为DC/DC变换器。
所述非线性电感电容网络2是由电感L、储能电容C、谐振电容Cr和开关网络组成；所述开关网络由双向开关K与二极管D并联组成；
这双向开关K是由N沟道MOSFET担任。双向开关K的控制电路是由电阻R1、R2、R3和PNP三极管M构成。
所述开关网络与储能电容C串联后与谐振电容Cr并联所形成的支路为非线性电感电容网络2的输出；该支路与电感L串联为非线性电感电容网络2的输入；
非线性电感电容网络2的输出为后续的开关功率变换器3--DC/DC变换器的输入；
二极管整流桥1--AC/DC变换器的输出为非线性电感电容网络2的输入；
双向开关K的控制电路具体为：电阻R1和R2串联形成的分压电路与PNP三极管的基极相连，PNP三极管的集电极与电阻R3串联，电阻R3与双向开关K的栅极和源极并联；PNP三极管的发射极与偏置电压VCC相连；二极管整流桥1的输出经二极管DIN为非线性电感电容网络2的输入。
由于二极管DIN的单向导通隔离作用，电阻R1和R2分压电路的输入电压是二极管整流桥1的输出电压VREC。电阻R1和R2分压电路的输出电压控制PNP三极管M何时开通。选择合适的分压比，从而使当二极管整流桥1的输出电压VREC小于VIN-MIN时(对应图8B区间)，PNP三极管M开通；偏置电压VCC经PNP三极管M在电阻R3产生N沟道MOSFET的开启驱动电压，使得N沟道MOSFET(双向开关K)导通。储能电容C经N沟道MOSFET(双向开关K)向后续开关功率变换器3供电，供电电流为后续开关功率变换器3的输入电流IIN_DC。储能电容C的电压随着放电时间推移而减小而二极管整流桥1的输出电压VREC又由零增加。当二极管整流桥1的输出电压VREC大于VIN-MIN时，PNP三极管M截止，电阻R3上电压为零，从而使得N沟道MOSFET(双向开关K)关断，后续的开关功率变换器3(即直流-直流变换器)供电由储能电容C切换到二极管整流桥1的输出电压VREC提供(对应进入图8D区间)。储能电容C进入充电过程。二极管整流桥1的输出电压VREC经电感L向后续的开关功率变换器3(即直流-直流变换器)供电。电感L将存储对应的能量并且和谐振电容Cr一起将这存储的能量经二极管D释放到储能电容C中。随着时间的推移，储能电容C的电压由其最低值增加直至大于二极管整流桥1的输出电压VREC的峰值电压而完成储能电容C充电过程。
在实施例1所述的如图9所示的电路图看，当输入交流市电是一宽输入范围的情况，如果偏置电压VCC是固定的，N沟道MOSFET(双向开关K)动作相位将随输入交流市电变化而变化。如这偏置电压VCC是随输入交流市电的峰值电压变化而变化，N沟道MOSFET(双向开关K)动作相位将不随输入交流市电变化而变化。将图9电路更改如图10所示。具体如下：
所述开关网络与储能电容C串联后与谐振电容Cr并联所形成的支路为非线性电感电容网络2的输出；该支路与电感L串联为非线性电感电容网络2的输入；
非线性电感电容网络2的输出为后续的开关功率变换器3--DC/DC变换器的输入；
二极管整流桥1--AC/DC变换器的输出经二极管DIN为非线性电感电容网络2的输入；
峰值检测电路由二极管DP、电容CP构成；电阻R5和电阻R4形成峰值检测电路输出的分压电路；
双向开关K的控制电路具体为：电阻R1和R2串联形成分压电路，该分压电路的输出点为A；电阻R5和电阻R4形成分压电路，该分压电路的输出点为B；
A与PNP三极管的基极相连，B与PNP三极管的发射极相连，PNP三极管的集电极与电阻R3串联，电阻R3与双向开关K的栅极和源极并联。
在图10中，二极管DP和电容CP构成一峰值检波电路。分压电路R5和R4的输出点B的是随输入电压的峰值电压变化而变化；同样分压电路R1和R2的输出点A的电位也是随输入电压变化而变化。这样PNP三极管M导通和关断的相位是固定的，比如在150度相位导通而在30度相位关断。储能电容C上电压是随输入电压变化而变化。这非线性电感电容网络2的平均输出电压是随输入电压变化的。这性能是与无源填谷电路的输出性能相同。
从N沟道MOSFET(双向开关K)开通关断看，这N沟道MOSFET(双向开关K)是在每市电半周内，仅仅开关一次。这双向开关K也可以选用低频开关，如：可控硅，TSS等其他低速开关。
实施例2、如图11所示、在图7的基础上给出具体双向开关K。这双向开关K是由可控硅担任。可控硅是根据其端电压经其触发电路来触发其开通。由于可控硅是属于半控型控制器件；具体地说，可控硅一旦被触发导通，可控硅就不能由其触发端控制关断，它是要由其所使用的功率电路的安排来使得可控硅的导通电流减小为零，并且可控硅还需要承受一定时间的反向偏压来恢复其阻断能力。由于可控硅是属于半控型控制器件，其成本也就会低，其可靠性及过载能力会高。如要将可控硅作为开关使用，由于它的开关特性，它有如下要求：
1、开关频率不能高，通常不大于5Kz；
2、对应的功率电路是能够使可控硅的导通电流减小到零；
3、对应的功率电路是能够使可控硅承受一定时间的反向偏压来恢复其阻断能力。
当对应二极管整流桥1的输出电压VREC小于VIN-MIN时(对应图8B区间)的可控硅K的端电压经其触发电路触发可控硅K开通，其端电压为零，储能电容C经可控硅K向后续的开关功率变换器3供电，供电电流为IIN_DC。储能电容C的电压随着放电时间推移而减小而二极管整流桥1的输出电压VREC又由零增加。当二极管整流桥1的输出电压VREC大于储能电容C的电压时，后续的开关功率变换器3(即直流-直流变换器)供电自动地由储能电容C切换到二极管整流桥1的输出电压VREC提供(对应进入图8D区间)，储能电容C的放电电流为零，即可控硅K中的电流减小为零。储能电容C进入充电过程。二极管整流桥1的输出电压VREC经电感L向后续的开关功率变换器3(即直流-直流变换器)供电。电感L将存储对应的能量并且和谐振电容Cr一起将这存储的能量经二极管D释放到储能电容C中。随着时间的推移，储能电容C的电压由其最低值增加直至大于二极管整流桥1的输出电压VREC的峰值电压而完成储能电容C充电过程。在储能电容C充电过程中，由于二极管D导通截止，可控硅K的端电压是零电压和反向电压交替。可控硅K承受反向电压经一定时间的反向偏置(如100us)之后，这可控硅K呈完全关断截至状态而恢复其阻断能力。
在实施例2中，可控硅K的端电压是由二极管整流桥1的输出电压VREC与电容C的电压差决定的。可控硅K的开通是由可控硅K的端电压经其触发电路决定的。无需其他复杂的检测控制电路及对应的偏置电源。这种高功率因数高效率填谷电路可以看成一高功率因数高效率无源填谷电路。由于非线性电感电容网络2的放电回路是以两倍市电频率低频开关工作，这可控硅K是能够胜任这种开关功能。在每半个市电周期，可控硅K将以正向电流触发开通一次，自然关断一次。
半导体放电管是可控硅加触发二极管构成。在实施例2中，可控硅K及控制是由可控硅K的端电压加触发电路构成，这可以是可控硅加触发二极管构成可控硅K及控制。为此可控硅K的端电压加触发电路可以用一半导体放电管来承担。
最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的若干个具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。
Claims (5)
1.改善功率因数效率的有源填谷交直流变换器，其特征是：是由二极管整流桥(1)、非线性电感电容网络(2)以及后续的开关功率变换器(3)组成；
二极管整流桥(1)的输出向非线性电感电容网络(2)供电，非线性电感电容网络(2)的输出向后续的开关功率变换器(3)供电；
所述非线性电感电容网络(2)是由电感L、储能电容C、谐振电容Cr和开关网络组成；所述开关网络由双向开关K与二极管D并联组成；
所述开关网络与储能电容C串联后与谐振电容Cr并联所形成的支路为非线性电感电容网络(2)的输出；该支路与电感L串联为非线性电感电容网络(2)的输入；
非线性电感电容网络(2)的输出为后续的开关功率变换器(3)的输入；
二极管整流桥(1)的输出为非线性电感电容网络(2)的输入；
储能电容C的充电回路是由二极管整流桥(1)、电感L、二极管D、谐振电容Cr和储能电容C构成；储能电容C的放电回路是由储能电容C经双向开关K向后续的开关功率变换器(3)提供能量；
设定的控制规律为：
当二极管整流桥(1)的输出电压VREC小于VIN-MIN时双向开关K开通，储能电容C经双向开关K向后续的开关功率变换器(3)供电，供电电流为后续的开关功率变换器(3)的输入电流IIN_DC；储能电容C的电压随着放电时间推移而减小而二极管整流桥(1)的输出电压VREC又由零增加；当二极管整流桥(1)的输出电压VREC大于VIN-MIN时，双向开关K关断，后续的开关功率变换器(3)供电由储能电容C切换到二极管整流桥(1)的输出电压VREC提供；储能电容C进入充电过程；
储能电容C充电过程如下：当二极管整流桥(1)的输出电压VREC大于VIN-MIN时，二极管整流桥(1)的输出电压VREC经电感L向后续的开关功率变换器(3)供电；电感L将存储对应的能量并且和谐振电容Cr一起将存储的能量经二极管D释放到储能电容C中；随着时间的推移，储能电容C的电压由其最低值增加直至大于二极管整流桥(1)的输出电压VREC的峰值电压而完成储能电容C充电过程。
2.改善功率因数效率的有源填谷交直流变换器，其特征是：有源填谷交直流变换器由二极管整流桥(1)、非线性电感电容网络(2)以及后续的开关功率变换器(3)组成；二极管整流桥(1)为AC/DC变换器；开关功率变换器(3)为DC/DC变换器；
所述非线性电感电容网络(2)由电感L、储能电容C、谐振电容Cr和开关网络组成；所述开关网络由双向开关K与二极管D并联组成；
双向开关K是由N沟道MOSFET担任；双向开关K的控制电路是由电阻R1、R2、R3和PNP三极管M构成；
所述开关网络与储能电容C串联后与谐振电容Cr并联所形成的支路为非线性电感电容网络(2)的输出；该支路与电感L串联为非线性电感电容网络(2)的输入；
非线性电感电容网络(2)的输出为后续的开关功率变换器(3)的输入；
二极管整流桥(1)的输出为非线性电感电容网络(2)的输入；
双向开关K的控制电路具体为：电阻R1和R2串联形成的分压电路与PNP三极管的基极相连，PNP三极管的集电极与电阻R3串联，电阻R3与双向开关K的栅极和源极并联；PNP三极管的发射极与偏置电压VCC相连；二极管整流桥(1)的输出经二极管DIN为非线性电感电容网络(2)的输入。
3.根据权利要求2所述的改善功率因数效率的有源填谷交直流变换器，其特征是：
由于二极管DIN的单向导通隔离作用，电阻R1和R2分压电路的输入电压是二极管整流桥(1)的输出电压VREC；电阻R1和R2分压电路的输出电压控制PNP三极管M何时开通；当二极管整流桥(1)的输出电压VREC小于VIN-MIN时，PNP三极管M开通；偏置电压VCC经PNP三极管M在电阻R3产生N沟道MOSFET的开启驱动电压，使得N沟道MOSFET导通；储能电容C经N沟道MOSFET向后续的开关功率变换器(3)供电，供电电流为后续的开关功率变换器(3)的输入电流IIN_DC；储能电容C的电压随着放电时间推移而减小而二极管整流桥(1)的输出电压VREC又由零增加；当二极管整流桥(1)的输出电压VREC大于VIN-MIN时，PNP三极管M截止，电阻R3上电压为零，从而使得N沟道MOSFET关断，后续的开关功率变换器(3)供电由储能电容C切换到二极管整流桥(1)的输出电压VREC提供；储能电容C进入充电过程；二极管整流桥(1)的输出电压VREC经电感L向后续的开关功率变换器(3)供电；电感L将存储对应的能量并且和谐振电容Cr一起将这存储的能量经二极管D释放到储能电容C中；随着时间的推移，储能电容C的电压由其最低值增加直至大于二极管整流桥(1)的输出电压VREC的峰值电压而完成储能电容C充电过程。
4.改善功率因数效率的有源填谷交直流变换器，其特征是：
是由二极管整流桥(1)、非线性电感电容网络(2)以及后续的开关功率变换器(3)组成；
二极管整流桥(1)的输出向非线性电感电容网络(2)供电，非线性电感电容网络(2)的输出向后续的开关功率变换器(3)供电；
所述非线性电感电容网络(2)是由电感L、储能电容C、谐振电容Cr和开关网络组成；所述开关网络由双向开关K与二极管D并联组成；
所述开关网络与储能电容C串联后与谐振电容Cr并联所形成的支路为非线性电感电容网络(2)的输出；该支路与电感L串联为非线性电感电容网络(2)的输入；
非线性电感电容网络(2)的输出为后续的开关功率变换器(3)的输入；
储能电容C的充电回路是由二极管整流桥(1)、电感L、二极管D、谐振电容Cr和储能电容C构成；储能电容C的放电回路是由储能电容C经双向开关K向后续的开关功率变换器(3)提供能量；
二极管整流桥(1)的输出经二极管DIN为非线性电感电容网络(2)的输入；
峰值检测电路由二极管DP、电容CP构成；电阻R5和电阻R4形成峰值检测电路输出的分压电路；
双向开关K的控制电路具体为：电阻R1和R2串联形成分压电路，该分压电路的输出点为A；电阻R5和电阻R4形成分压电路，该分压电路的输出点为B；
A与PNP三极管的基极相连，B与PNP三极管的发射极相连，PNP三极管的集电极与电阻R3串联，电阻R3与双向开关K的栅极和源极并联。
5.根据权利要求4所述的改善功率因数效率的有源填谷交直流变换器，其特征是：
二极管DP和电容CP构成一峰值检波电路；分压电路R5和R4的输出点B的是随输入电压的峰值电压变化而变化；分压电路R1和R2的输出点A的电位也是随输入电压变化而变化；这样PNP三极管M导通和关断的相位是固定的；储能电容C上电压是随输入电压变化而变化；非线性电感电容网络(2)的平均输出电压是随输入电压变化。
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