CN103873418A - 用于大规模天线系统的全双工正交频分通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于大规模天线系统的全双工正交频分通信方法，主要解决在该系统中，传统频分复用模式下反馈信息量大，以及传统时分复用模式难以适应信道快变特性的问题。其实现步骤是：1）利用正交频分复用的思想将信号的传输频带划分为多个相互正交的子载波；2）将划分的子载波按照特定的方式分配给上行链路和下行链路；3）终端在所分配的上行链路中发送导频信号，基站根据导频接收信号获取所有子载波处的信道状态信息；4）基于该信道状态信息，基站与终端分别在所分配的下行子载波和上行子载波上传输数据。本发明具有无反馈、收发同时、低延迟、大覆盖的优点，可用于大规模天线系统高速移动场景下的全双工通信。

Description

用于大规模天线系统的全双工正交频分通信方法

技术领域

本发明属于无线通信领域，特别涉及全双工通信方法，可用于大规模天线通信系统。

背景技术

多输入多输出MIMO技术的发展已经越来越成熟，并且其已成功应用于移动通信长期演进LTE技术的无线宽带标准中，例如在LTE标准中基站可以允许配置至多8根天线。分析和实验数据表明，发射机或者接收机配置多天线能够为信号提供更多的传播链路，提高传输速率和链路可靠性。大规模天线系统的概念超越了传统的MIMO系统，该系统将考虑基站配置有更多低功率发送的小天线，一般在数百根甚至更多，远远超过同时可调度的单天线用户数量，以期获得更大的吞吐率和复用增益，目前该系统已经在第五代5G通信系统的开发研究中受到极大关注。

在传统MIMO系统中，基站与终端之间对上行通信链路和下行通信链路的实现可以分为两种模式：时分双工TDD模式和频分双工FDD模式。在时分双工模式中，基站和终端占用相同的频带资源，上行和下行链路在不同的时隙进行通信；在频分双工模式中，基站和终端占用互不重叠的频带资源，以实现时间上连续的上行和下行通信过程。然而，在大规模天线系统中，Fredrik Rusek和Erik G.Larsson等人已经通过分析指出，频分双工模式具有可用导频数量有限、终端信道估计复杂度高、反馈信息量巨大以及占用上行链路资源过多等技术难点而无法直接应用。因此，目前针对大规模天线系统的研究都是在时分双工模式的前提下进行的。然而对于时分双工模式，必须保证上行链路信道和下行链路信道对称的基本前提，也即在同一时刻或很短的时间段内，上、下行链路的信道状态信息是相同的，这限制了时分双工系统的工作方式为半双工方式，相对于频分双工模式而言其信道利用率比较低；且由于时分双工模式中上、下行链路数据发送之间必须有保护时间间隔，这导致了每连续两次同向链路的发送有较大时延，极大限制了系统的覆盖范围，并且不适用于高速移动的通信场景。

发明内容

本发明的目的在于针对已有技术的缺陷和不足，提出一种适合大规模天线系统的正交频分通信方法，以提高时频资源利用率，实现系统的全双工通信。

本发明的技术思路是：基于正交频分复用OFDM思想把传输信号的带宽划分为多个相互正交的子载波频带，并且分别指定用于上行和下行链路数据传输的频带数目和位置。其中，上行数据和上行导频在指定的上行子载波上传输，下行数据在指定的下行子载波上传输。基站端和终端均已知频带的划分和子载波分配情况，并且在相应的子载波上进行信道状态信息估计、数据提取和处理。为了避免传统频分双工中的巨量反馈信息，本发明依然考虑在同一频带内的上行链路信道和下行链路信道具有互易对称的性质，采用仅仅发送上行链路导频来估计信道状态信息来的办法，从而无需终端反馈给基站任何信道信息估计。另外，在将整个传输频带已经划分为多个子载波的基础上，利用少量上行子载波发送导频来估计部分信道状态信息，然后通过内插的方式获取整个带宽内各个子载波处的信道状态信息，随后基于此信息分别对上行链路数据进行处理和对下行链路待发送数据进行预处理等操作。本发明基于OFDM，使得上行链路子载波和下行链路子载波完全正交，因此保证了上、下行链路之间数据传输互不干扰，达到了双向链路同时收发的全双工效果。其具体实现步骤如下：

（1）根据系统所要求的上行和下行链路的数据通信量，将整个信号传输带宽划分为L个子载波，其中，L_U个子载波用于上行链路传输，L_D=L-L_U个子载波用于下行链路传输；L_U个上行子载波又分为两部分，其中，L_p个子载波用于上行导频传输，L_d=L_U-L_p个子载波用于上行数据传输，这里0<L<L_max，0<L_U、L_D、L_p、L_d<L，

其中，L_max为最大允许子载波划分个数，B为信号传输的带宽，f_Δ为系统允许的最小子载波间隔，符号

为向下取整操作；

（2）为上行导频、上行数据和下行数据分配所占用的子载波位置：

（2a）上行导频子载波位置的分配：采用梳状导频插入方式，将L_p个导频子载波均匀地分布在全部L个子载波中；以子载波间隔

为导频周期插入导频符号，且在每一周期里导频插入的位置相同；

（2b）上行数据和下行数据子载波位置的分配：以子载波间隔L_N为周期，在每一周期内，除去已分配的导频子载波位置，将剩余的L_N-1个子载波分为两部分，其中，把第1至第个子载波分配给上行数据，把第

至第L_N-1个子载波分配给下行数据；

（3）将基站和终端待发送的信息比特流，按照调制星座分别映射为符号矢量s_D和s_U，同时终端将全为1的比特流映射成上行链路导频符号矢量s_p，其中基站的符号矢量s_D长度为L_D，终端的符号矢量s_U长度为L_d，上行链路导频符号矢量s_p长度为L_p；

（4）基站将其符号矢量s_D填充到下行链路子载波位置，并将上行子载波位置全部赋零，形成下行链路发送符号矢量

终端将其符号矢量s_U填充到上行链路子载波位置，将导频符号矢量s_p填充到上行导频子载波位置，并对下行子载波位置全部赋零，形成上行链路发送符号矢量该下行链路发送符号矢量

与上行链路发送符号矢量

的长度均为L；

（5）基站和终端分别对其链路发送符号矢量和

进行逆傅里叶变换，形成帧长度均为L的OFDM基站符号帧

和?终端符号帧

${\tilde{s}}_D=\mathrm{IFFT}\left({\stackrel{\&OverBar;}{s}}_D\right)$

${\tilde{s}}_U=\mathrm{IFFT}\left({\stackrel{\&OverBar;}{s}}_U\right),$

其中符号IFFT(·)为逆傅里叶变换操作；

（6）基站和终端同时发送各自的OFDM符号帧，基站接收的信号为

终端接收的信号为

接收的信号长度均为L；

（7）对基站接收的信号

和?终端接收的信号分别在基站和终端进行傅里叶变换，得到长度为L的基站接收解调信号

和终端接收解调信号

${\stackrel{\&OverBar;}{r}}_1=\mathrm{FFT}\left({\tilde{r}}_1\right)$

${\stackrel{\&OverBar;}{r}}_2=\mathrm{FFT}\left({\tilde{r}}_2\right),$

其中，符号FFT(·)为傅里叶变换操作；

（8）基站根据步骤（2）所分配的上行导频子载波位置，在基站接收解调信号

的相应子载波位置处抽取信号，得到长度为L_p的导频接收信号

并基于该导频接收信号，运用最小二乘估计算法得到导频子载波位置处的信道估计

${\hat{h}}_p=S_p^{-1}{\stackrel{\&OverBar;}{r}}_p,$

其中，符号(·)^-1为矩阵的求逆操作，矩阵S_p为利用所发送的导频序列s_p而构造的对角矩阵，

（9）根据导频子载波位置处的信道估计

运用内插算法得到所有子载波处的信道估计

本发明具有如下优点：

1）本发明基于OFDM技术把信号频带划分为多个子载波频带，利用子载波之间的正交性，将信号频带分为上行链路和下行链路，实现了全双工的通信。在大规模天线系统背景下，与目前广泛应用的时分双工相比，本发明具有数据实时传送、时延小、通信覆盖范围广等优点；与传统的频分双工相比，本发明具有终端无需信息反馈的巨大优势，可极大地节省时频资源。

2）本发明根据业务量灵活分配上行和下行链路所占用的子载波数目，不仅适用于上行和下行数据业务对称的情况，而且也适用数据量非对称的情况，提高了信道资源利用率。

3）本发明上行和下行链路子载波之间相互正交，降低了信号处理和全双工实现复杂度，且有明显抗频率选择性衰落的作用。

附图说明

图1是本发明适用的系统模型图；

图2是本发明的实现流程图；

图3是本发明所采用的上下行链路子载波分配图；

图4是本发明对上行和下行链路发送信号相互之间影响的仿真图。

具体实施方式

下面通过附图和实例，对本发明的技术方案作进一步的描述。

参照图1，本发明适用的系统为单个基站与多个用户终端之间相互通信的系统，其中基站配置大规模天线，天线数目有数百甚至上千根。每个用户终端配置单根天线，而基站配置的天线数远大于所有用户终端的数量。本发明实现的是上行链路和下行链路同时传送数据的频分全双工方法。

参照图2，本发明的具体实现步骤如下：

步骤1：划分上行数据、上行导频和下行数据的子载波个数。

（1a）根据系统所要求的上行和下行链路总的数据通信量，将整个信号传输带宽划分为L个子载波，这里0<L<L_max，

其中，L_max为最大允许子载波划分个数，B为信号传输的带宽，f_Δ为系统允许的最小子载波间隔，符号

为向下取整操作；上行链路的数据通信量由系统要求的传输带宽B_U决定，下行链路的数据通信量由系统要求的传输带宽B_D决定，这里0<B_U、B_D<B，B_U+B_D=B；

（1b）将划分的L个子载波分为两部分：其中，L_U个子载波用于上行链路传输，L_D=L-L_U个子载波用于下行链路传输，这里0<L_U、L_D<L；

（1c）将L_U个上行子载波再分为两部分：其中，L_p个子载波用于上行导频传输，L_d=L_U-L_p个子载波用于上行数据传输，这里0<L_p、L_d<L。

步骤2：为上行导频、上行数据和下行数据分配所占用的子载波位置。

（2a）上行导频子载波位置的分配：采用梳状导频插入方式，将L_p个导频子载波均匀地分布在全部L个子载波中；以子载波间隔

为导频周期，以第l₀个子载波位置为导频插入的初始位置，将第l₀,l₀+L_p,l₀+2*L_p,......,l₀+k^*L_p,......,l₀+L_N*L_p的位置处子载波分配为导频子载波，这里0＜l₀≤L_p，0≤k≤L_N；

（2b）上行数据和下行数据子载波位置的分配：以子载波间隔L_N为周期，在每一周期内，除去步骤（2a）中已分配的导频子载波位置，将剩余的L_N-1个子载波分为两部分，其中，把第1至第

个子载波分配给上行数据，把第

至第L_N-1个子载波分配给下行数据；

完成上述步骤（2a）-（2b）后，得到如图3所示的上行数据子载波、导频子载波和下行数据子载波的位置分配结果，其中上行和下行数据通信量对称，且导频插入的初始位置l₀=1。

步骤3：生成基站符号矢量、终端符号矢量和导频符号矢量。

（3a）选择调制星座为{1+j，3-j，-1-j，-3+j}，基站将待发送的信息比特流按照该调制星座映射为基站符号矢量s_D，其长度为L_D，这里j表示虚数单位；

（3b）终端将待发送的信息比特流，按照上述调制星座映射为终端符号矢量s_U，其长度为L_d；

（3c）终端将全为1的比特流按照上述调制星座映射成导频符号矢量s_p，其长度为L_p。

步骤4：基站和终端分别合成各自的发送符号矢量。

（4a）基站将其符号矢量s_D填充到下行链路子载波位置，并将上行子载波位置全部赋零，形成下行链路发送符号矢量

该下行链路发送符号矢量的长度为L；

（4b）终端将其符号矢量s_U填充到上行链路子载波位置，将导频符号矢量s_p填充到上行导频子载波位置，并对下行子载波位置全部赋零，形成上行链路发送符号矢量

该上行链路发送符号矢量

的长度为L。

步骤5：基站、终端分别进行OFDM调制得到基站符号帧和终端符号帧。

基站和终端分别对其链路发送符号矢量

和

进行逆傅里叶变换，形成帧长度均为L的OFDM基站符号帧

和终端符号帧

${\tilde{s}}_D=\mathrm{IFFT}\left({\stackrel{\&OverBar;}{s}}_D\right)$

${\tilde{s}}_U=\mathrm{IFFT}\left({\stackrel{\&OverBar;}{s}}_U\right),$

其中符号IFFT(·)为逆傅里叶变换操作。

步骤6：基站、终端发送符号帧并接收。

基站和终端同时发送各自的OFDM符号帧，基站接收的信号为

终端接收的信号为接收的信号长度均为L。

步骤7：基站、终端各自对接收信号进行OFDM解调

（7a）对基站对其接收的信号

进行傅里叶变换，得到长度为L的基站接收解调信号

${\stackrel{\&OverBar;}{r}}_1=\mathrm{FFT}\left({\tilde{r}}_1\right),$

其中，符号FFT(·)为傅里叶变换操作；

（7b）终端对其接收的信号

进行傅里叶变换，得到长度为L的终端接收解调信号

${\stackrel{\&OverBar;}{r}}_2=\mathrm{FFT}\left({\tilde{r}}_2\right).$

步骤8：从基站接收解调信号中抽取导频接收信号。

（8a）基站根据步骤（2）所分配的上行导频子载波位置，在基站接收解调信号

的相应子载波位置处抽取信号，得到长度为L_p的导频接收信号

（8b）基于导频接收信号

运用最小二乘估计算法得到导频子载波位置处的信道估计

${\hat{h}}_p=S_p^{-1}{\stackrel{\&OverBar;}{r}}_p,$

其中，符号(·)^-1为矩阵的求逆操作，矩阵S_p为利用所发送的导频序列s_p而构造的对角矩阵，

步骤9：计算所有子载波处的信道估计值。

根据导频子载波位置处的信道估计

运用内插算法得到所有子载波处的信道估计值

按如下步骤进行：

（9a）计算第i个子载波处的信道估计：

其中，

为导频子载波位置处信道估计

的第n个元素值，符号

为向下取整操作，i＝1,2...L，L为信号传输带宽所划分的子载波数，α和l为中间变量

其中，L_N为导频子载波间隔，L_p为上行导频传输子载波数；

（9b）将每一个子载波处的信道估计组合在一，得到所有子载波处的信道估计

$\hat{h}=\left[\begin{array}{cccccc}\hat{h}\left(1\right)& \hat{h}\left(2\right)& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& \hat{h}\left(i\right)& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& \hat{h}\end{array},\left(L\right)\right].$

本发明的效果可通过以下仿真实验进一步说明：

1.仿真条件

信号带宽18MHz，载频1.8GHz，信道采用COST207TUx6模型，OFDM子载波数2048个，导频周期选择256；4-QAM星座调制方式，上行链路和下行链路的通信数据业务量对称。

2.仿真实验内容与结果

基于1中的仿真条件，本实验进行了MATLAB仿真，比较在同一接收端并且接收信号平均功率固定时，不同的发送信号功率对接收信号误符号率的影响。结果如图4所示，图中4条曲线分别表示无发送信号以及发送信号功率是接收信号功率的1倍、5倍和10倍时，接收信号的统计误符号率。

从图4可以得出，发送信号对接收信号误符号率没有影响，符合本发明正交频分通信的设想，实现了系统的全双工通信，提高了时频资源的利用率。

Claims (2)

1.一种用于大规模天线系统的全双工正交频分通信方法，包括如下步骤：

（1）根据系统所要求的上行和下行链路的数据通信量，将整个信号传输带宽划分为L个子载波，其中，L_U个子载波用于上行链路传输，L_D=L-L_U个子载波用于下行链路传输；L_U个上行子载波又分为两部分，其中，L_p个子载波用于上行导频传输，L_d=LU-L_p个子载波用于上行数据传输，这里0<L<L_max，0<L_U、L_D、L_p、L_d<L，

其中，L_max为最大允许子载波划分个数，B为信号传输的带宽，f_Δ为系统允许的最小子载波间隔，符号

为向下取整操作；

（2）为上行导频、上行数据和下行数据分配所占用的子载波位置：

（2a）上行导频子载波位置的分配：采用梳状导频插入方式，将L_p个导频子载波均匀地分布在全部L个子载波中；以子载波间隔

为导频周期插入导频符号，且在每一周期里导频插入的位置相同；

（2b）上行数据和下行数据子载波位置的分配：以子载波间隔L_N为周期，在每一周期内，除去已分配的导频子载波位置，将剩余的L_N-1个子载波分为两部分，其中，把第1至第

个子载波分配给上行数据，把第至第L_N-1个子载波分配给下行数据；

（3）将基站和终端待发送的信息比特流，按照调制星座分别映射为符号矢量s_D和s_U，同时终端将全为1的比特流映射成上行链路导频符号矢量s_p，其中基站的符号矢量s_D长度为L_D，终端的符号矢量s_U长度为L_d，上行链路导频符号矢量s_p长度为L_p；

（4）基站将其符号矢量s_D填充到下行链路子载波位置，并将上行子载波位置全部赋零，形成下行链路发送符号矢量

终端将其符号矢量s_U填充到上行链路子载波位置，将导频符号矢量s_p填充到上行导频子载波位置，并对下行子载波位置全部赋零，形成上行链路发送符号矢量

该下行链路发送符号矢量

与上行链路发送符号矢量

的长度均为L；

（5）基站和终端分别对其链路发送符号矢量

和

进行逆傅里叶变换，形成帧长度均为L的OFDM基站符号帧

和终端符号帧

${\tilde{s}}_D=\mathrm{IFFT}\left({\stackrel{\&OverBar;}{s}}_D\right)$

${\tilde{s}}_U=\mathrm{IFFT}\left({\stackrel{\&OverBar;}{s}}_U\right),$

其中符号IFFT(·)为逆傅里叶变换操作；

（6）基站和终端同时发送各自的OFDM符号帧，基站接收的信号为终端接收的信号为

接收的信号长度均为L；

（7）对基站接收的信号

和终端接收的信号

分别在基站和终端进行傅里叶变换，得到长度为L的基站接收解调信号

和终端接收解调信号

${\stackrel{\&OverBar;}{r}}_1=\mathrm{FFT}\left({\tilde{r}}_1\right)$

${\stackrel{\&OverBar;}{r}}_2=\mathrm{FFT}\left({\tilde{r}}_2\right),$

其中，符号FFT(·)为傅里叶变换操作；

（8）基站根据步骤（2）所分配的上行导频子载波位置，在基站接收解调信号

的相应子载波位置处抽取信号，得到长度为L_p的导频接收信号

并基于该导频接收信号，运用最小二乘估计算法得到导频子载波位置处的信道估计

${\hat{h}}_p=S_p^{-1}{\stackrel{\&OverBar;}{r}}_p,$

其中，符号(·)^-1为矩阵的求逆操作，矩阵S_p为利用所发送的导频序列s_p而构造的对角矩阵，

（9）根据导频子载波位置处的信道估计

运用内插算法得到所有子载波处的信道估计

2.根据权利要求1所述的方法，其中步骤（9）所述的运用内插算法得到所有子载波处的信道估计

按如下步骤进行：

（9a）计算第i个子载波处的信道估计：

其中，为导频子载波位置处信道估计

的第n个元素值，符号

为向下取整操作，i＝1,2...L，L为信号传输带宽所划分的子载波数，α和l为中间变量

其中，L_N为导频子载波间隔，L_p为上行导频传输子载波数；

（9b）将每一个子载波处的信道估计组合在一，得到所有子载波处的信道估计

$\hat{h}=\left[\begin{array}{cccccc}\hat{h}\left(1\right)& \hat{h}\left(2\right)& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& \hat{h}\left(i\right)& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& \hat{h}\end{array},\left(L\right)\right].$

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