CN103873153A - 一种光子型倍频微波信号相移装置及其相移控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种光子型倍频微波信号相移装置，该装置包括依次连接的基频射频信号源、光电调制模块、检偏器、光电探测器；光电调制模块可对基频信号进行电光调制，且其所输出的调制光信号由两束偏振正交、相位相差的光信号组成，两束光信号均为载波抑制的±1阶边带信号，其中一束光信号的+1阶边带和-1阶边带同相，而另一束光信号的+1阶边带和-1阶边带反相，两束光信号的+1阶边带、两束光信号的-1阶边带的幅度分别相等，其中k为整数。本发明还公开了该装置的相移控制方法。本发明能够实现对倍频微波毫米波信号的连续相位控制，实现高性能的高频率的相位控制。

Description

一种光子型倍频微波信号相移装置及其相移控制方法

技术领域

本发明涉及一种相移装置，尤其涉及一种光子型倍频微波信号相移装置及其相移控制方法。

背景技术

自20世纪60年代第一部相控阵雷达研究成功以来，相控阵天线已经广泛应用于雷达、通信、电子对抗及探测等多个领域，其所具备的多天线协同工作及波束成形的功能能够大幅提高系统容量，增加频谱效率，改善信噪比，降低功耗，实现资源的有效管控。而微波毫米波移相器正是相控阵天线中T/R组件的核心器件。

目前传统的基于电子学技术的微波毫米波移相器存在着频率低、带宽小、幅度相位相互耦合以及容易受到电磁干扰等问题。与传统的电子微波毫米波移相器相比，基于微波光子技术的微波毫米波移相器具有以下显著的优势：由于光波频率极高而微波信号相对光波带宽极小，所以可以实现超大带宽微波信号的移相；光电子器件体积小、重量轻，可以使系统紧凑、轻巧；光子系统无相互辐射干扰的问题，系统稳定，保密性能好。基于光子学的微波毫米波移相器已成为人们研究移相器的发展趋势，也是未来光子型相控阵雷达研制的关键技术。

近些年来，人们对光子型微波毫米波移相器进行了广泛的研究，也提出许多光子微波毫米波移相技术，其中包括慢光技术、光矢量合技术及硅基液晶技术等。所谓慢光技术，就是通过减慢光的速度来增加延时。而延时与相移之间存在一定关系，通过光电转换进而实现相移。比较常见的具有慢光效应的器件有半导体放大器。基于半导体放大器实现360度相移的移相器（W.Q.Xue,S.Sales,J.Capmany and J.Mrk,“Wideband360°microwave photonic phase shifter based on slow light in semiconductor optical amplifiers”,Opt.Express,18,6156(2010).）使用了5个级联的半导体放大器，两个用于边带再生，三个用于相移。该系统成功的实现了360度相移，但是系统复杂，成本较高，且半导体的非线性效应较大，各频率相移波动大，此外该系统对注入半导体放大器的光功率敏感，且经过半导体放大器的信号被放大，噪声也同时放大，因而信噪比会较低。而光矢量合技术（X.Xue,et al.,"Tunable360°photonic radio frequency phase shifter based on opticalquadrature double-sideband modulation and differential detection,"Optics letters,vol.36,pp.4641-4643,2011.）实现光子微波毫米波移相的关键在于将正交调制的双边带信号在马赫-曾德尔干涉仪中干涉并进行差分探测，该技术能够实现360°的相位平坦移相，但是马赫-曾德尔干涉仪的引入使得该技术移相功能与频率相关，所以难以实现大带宽的移相。基于硅基液晶技术的移相器（9.X.Yi,T.X.H.Huang and R.A.Minasian.,"Photonicbeamforming based on programmable phase shifters with amplitude and phase control,"IEEE Photon.Technol.Lett.,23,1286(2011).）利用二维硅基液晶阵列的衍射效应将载波和边带分离并分别进行相位控制，可以实现大宽带的360°范围的移相，这个技术的限制在于该阵列体积大、插损大，同时受到衍射效应分辨率的限制，该技术的难以实现低频的移相。

此外，人们还研究了基于外差混频技术、基于光纤布拉格光栅技术、基于非线性响应滤波器技术等方案，这些方案的微波毫米移相器都具有一定程度上的微波移相功能，但是仍然存在带宽受限、幅相耦合、调谐速度慢、系统结构复杂等问题。最近人们提出了以下的基于单边带偏振调制与检偏器的宽带移相器以及基于相位调制与可编程滤波器的倍频移相器以提高微波光子移相器性能。

基于单边带偏振调制与检偏器的移相器(S.Pan,Y.Zhang,"Tunable and widebandmicrowave photonic phase shifter based on a single-sideband polarization modulator and apolarizer,"Optics Letters,37(2012)4483-4485)，其关键是利用相位调制与光滤波器实现偏振正交、相位调制互补的两束光单边带信号，并在检偏器合成，通过改变光单边带信号偏振方向与检偏器的检偏轴的夹角而实现微波信号的相位改变。该系统紧凑、稳定好，能够实现宽带的微波幅相不耦合的360°连续移相，但是由于光滤波器的限制，该结构的激光波长只能控制在光滤波器的通带范围内，且可实现相移的最小微波频率受限。

基于相位调制与可编程光滤波器实现的微波倍频移相器（Z.Feng,S.Fu,M.Tang,and D.Liu,"Multichannel Continuously Tunable Microwave Phase Shifter with Capability ofFrequency Doubling,"IEEE Photonics Journal,vol.PP,pp.1-1,Dec.2013.）利用可编程光滤波器在抑制相位调制光载波的同时改变其中一个边带相位，通过光电探测器拍频而实现倍频移相。该技术实现了倍频信号的产生与移相，有效地提高了系统的载频，但是受到可编程光滤波器的影响，该技术的激光波长调节受限且可实现移相的频率下限受限。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于克服现有光子型微波倍频移相技术的不足，提供一种光子型倍频微波信号相移装置及其相移控制方法，能够实现对倍频微波毫米波信号的连续相位控制，且信号的幅度保持不变，提高相位控制的工作频率范围，实现高性能的高频率的相位控制。

本发明的光子型倍频微波信号相移装置，光子型倍频微波信号相移装置，其特征在于，包括：基频射频信号源、光电调制模块、检偏器、光电探测器；所述光电调制模块的微波输入端、调制光信号输出端分别与基频射频信号源的输出端、检偏器的输入端连接，检偏器的输出端与光电探测器的输入端连接；所述光电调制模块可对基频射频信号源输出的基频信号进行电光调制，且其所输出的调制光信号由两束偏振正交、相位相差kπ+π/2的光信号组成，两束光信号均为载波抑制的±1阶边带信号，其中一束光信号的+1阶边带和-1阶边带同相，而另一束光信号的+1阶边带和-1阶边带反相，两束光信号的+1阶边带、两束光信号的-1阶边带的幅度分别相等，其中k为整数。

利用上述光子型倍频微波信号相移装置，通过调整光电调制模块输出的调制光信号中某一偏振方向与检偏器检偏轴间的夹角α在0～π之间变化，即可在所述光电探测器的输出端产生相位为2α且在0～2π之间连续可调、频率为基频射频信号2倍的倍频信号，且该倍频信号的幅度不变。

作为本发明光子型倍频微波信号相移装置的第一个优选方案，所述光电调制模块包括：90°微波电桥、单色线偏振光源、偏振分束器、偏振合束器、第一偏振调制器、第二偏振调制器；90°微波电桥的输入端及两个输出端分别与基频射频信号源、第一偏振调制器的微波输入端、第二偏振调制器的微波输入端连接，偏振分束器的输入端及两个输出端分别与单色光源、第一偏振调制器的光输入端、第二偏振调制器的光输入端连接，偏振合束器的两个输入端及输出端分别与第一偏振调制器的光输出端、第二偏振调制器的光输出端、检偏器的输入端连接；所述单色线偏振光源的偏振方向与偏振分束器的主轴成45°夹角；所述第一偏振调制器的两个主轴方向分别与和其相连的偏振分束器输出端的起偏方向、和其相连的偏振合束器输入端的检偏方向成45°夹角；所述第二偏振调制器的两个主轴方向分别与和其相连的偏振分束器输出端的起偏方向、和其相连的偏振合束器输入端的检偏方向成45°夹角。

如上所述光子型倍频微波信号相移装置的相移控制方法，分别调整第一偏振调制器、第二偏振调制器的偏置电压，使得第一偏振调制器两个主轴方向上的输出光场的相位差以及第二偏振调制器两个主轴方向上的输出光场的相位差均为π的奇数倍；调整所述检偏器的检偏轴与偏振合束器的主轴方向间的夹角α，使其在0～π之间变化，在所述光电探测器的输出端产生相位为2α且在0～2π之间连续可调、频率为基频射频信号2倍的倍频信号，且该倍频信号的幅度不变。

作为本发明光子型倍频微波信号相移装置的第二个优选方案，所述光电调制模块包括：90°微波电桥、单色线偏振光源、1:1光分束器、偏振合束器、第一马赫-曾德尔调制器、第二马赫-曾德尔调制器、第一偏振控制器、第二偏振控制器；90°微波电桥的输入端及两个输出端分别与基频射频信号源、第一马赫-曾德尔调制器的微波输入端、第二马赫-曾德尔调制器的微波输入端连接，1:1光分束器的输入端及两个输出端分别与单色线偏振光源、第一马赫-曾德尔调制器的光输入端、第二马赫-曾德尔调制器的光输入端连接，第一马赫-曾德尔调制器的光输出端与第一偏振控制器的光输入端相连，第二马赫-曾德尔调制器的光输出端与第二偏振控制器的光输入端相连，偏振合束器的两个输入端及输出端分别与第一偏振控制器的光输出端、第二偏振控制器的光输出端、检偏器的输入端连接。

如上所述光子型倍频微波信号相移装置的相移控制方法，设置第一马赫-曾德尔调制器和第二马赫-曾德尔调制器均工作在最小传输点；分别调整第一偏振控制器、第二偏振控制器，使得第一马赫-曾德尔调制器的输出光的偏振方向、第二马赫-曾德尔调制器的输出光的偏振方向分别与和其相连的偏振合束器输入端的检偏方向相同；调整所述检偏器的检偏轴与偏振合束器某一主轴方向之间的夹角α在0～π之间变化，在所述光电探测器的输出端产生相位为2α且在0～2π之间连续可调、频率为基频射频信号2倍的倍频信号，且该倍频信号的幅度不变。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

1.本发明避免引入任何非线性器件，通过调整所述检偏器的检偏轴与参考偏振方向（即光电调制模块输出的调制光信号中的任一偏振方向）的夹角，来调节光电探测器输出的倍频微波毫米波信号的相位，且不改变信号的幅度；可实现连续、快速、高线性的微波毫米波信号相位的调节。

2.本发明克服了传统微波毫米波相位控制元件工作频率受限的缺陷，本发明装置中避免引入任何光或电的滤波器，使得输出工作信号的频率不受光或电滤波器的特性限制；本发明装置同时实现了微波毫米波光子倍频操作，使得输出的工作信号频率为输入微波毫米波信号的两倍，有效拓展了工作频率范围，实现了对高频微波毫米波信号的连续相位控制，且对信号的幅度不产生影响，降低了装置的成本和复杂度。

附图说明

图1为本发明光子型倍频微波信号相移装置的结构框图；

图2为利用本发明光子型倍频微波信号相移装置进行移相时，光电调制模块输出的调制光信号（A点光信号）所满足的条件示意图；

图3为本发明光子型倍频微波信号相移装置第一个优选实施例的结构示意图；

图4为第一个优选实施例中偏振合束器在下路断开上路载波抑制、上路断开下路载波抑制、合并上下路载波抑制的光谱图，对应的90°微波电桥射频输入端输入5GHz，功率18dBm的基频信号；

图5为第一个优选实施例中90°微波电桥射频输入端输入5GHz，功率为18dBm的基频信号时，光电探测器输出信号的频谱；

图6为第一个优选实施例中所产生的倍频信号在偏振合束器主轴与检偏器的检偏轴不同夹角设置时的波形：0°，45°，90°，135°，180°，225°，270°，315°分别对应实现相应相移控制时的波形，加载到90°微波电桥输入端的频率为5GHz，功率为18dBm；

图7为第一个优选实施例中加载到90°微波电桥射频输入端的15dBm信号的频率设置为5GHz时，所产生的倍频信号在不同的检偏器检偏轴设置时的波形变化图；

图8为本发明光子型倍频微波信号相移装置第二个优选实施例的结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明：

本发明的光子型倍频微波信号相移装置的结构如图1所示，该装置包括：基频射频信号源、光电调制模块、检偏器、光电探测器；所述光电调制模块的微波输入端、调制光信号输出端分别与基频射频信号源的输出端、检偏器的输入端连接，检偏器的输出端与光电探测器的输入端连接；所述光电调制模块可对射频信号源输出的基频信号进行电光调制，且其所输出的调制光信号由两束偏振正交、相位相差kπ+π/2的光信号组成，两束光信号均为载波抑制的±1阶边带信号，其中一束光信号的+1阶边带和-1阶边带同相，而另一束光信号的+1阶边带和-1阶边带反相，两束光信号的+1阶边带、两束光信号的-1阶边带的幅度分别相等，其中k为整数。

利用上述光子型倍频微波信号相移装置，通过调整光电调制模块输出的调制光信号中某一偏振方向与检偏器检偏轴之间的夹角α在0～π之间变化，即可在所述光电探测器的输出端产生相位为2α且在0～2π之间连续可调、频率为基频射频信号2倍的倍频信号，且该倍频信号的幅度不变。

设光电调制模块的光载波频率为ω₀，基频射频信号的频率为ω_m，光电调制模块的输出光信号满足图2所示条件，则归一化光场（A点光场）可表示为：

$\left[\begin{array}{c}{E}_x\\ E_y\end{array}\right]\∝e^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}\·\left[\begin{array}{c}M\·e^{j{\mathrm{\ω}}_{m}t}-N\·e^{-j{\mathrm{\ω}}_{m}t}\\ (M\·e^{j{\mathrm{\ω}}_{m}t}+N\·e^{-j{\mathrm{\ω}}_t})\·e^{\mathrm{j\θ}}\end{array}\right]---\left(1\right)$

其中，E_x、E_y分别为x偏振方向和y偏振方向的载波抑制的±1阶边带的光场，M、N为分别+1阶边带和-1阶边带的幅度（为正实数），E_x与E_y的相位差为θ=kπ+π/2（其中k为任意整数）。调节检偏器的检偏轴方向，使得其与x轴偏振方向成α角，通过检偏器将(1)式中的两个偏振正交的载波抑制双边带调制信号结合在一起，得到如下所示的光场输出：

E_out(t)=cosα·E_x+sinα·E_y    (2)

将(2)式中的光信号送入到光电探测器进行平方律检波，输出光电流如下：

$\begin{array}{c}I\left(t\right)\∝E_{\mathrm{out}}\left(t\right)E_{\mathrm{out}}^{*}\left(t\right)\\ =(M^2+N^2)+(M^2-N^2)\sin 2\cos \mathrm{\θ}...\\ +2\mathrm{MN}\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\cos \left(2\mathrm{\α}\right)-2\mathrm{MN}\sin \left(2{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\sin 2\mathrm{\α}\sin \mathrm{\θ}\end{array}---\left(3\right)$

忽略直流成分且θ=kπ+π/2（其中k为任意整数），式(3)可以简化为：

其中

为光电探测器的响应度。

从(4)式可以看出，光电探测器输出频率为2ω_m的倍频信号；调节检偏器的检偏轴方向，α在[0,π]范围内变化，输出的倍频信号的相位2α会在[0,2π]范围内发生连续变化，且该倍频信号的幅度不发生改变。

为了便于公众进一步理解，下面以两个优选实施例来对本发明的技术方案进行更详细说明。

图3显示了本发明第一个优选实施例的结构，如图所示，该实施例中的相移装置包括：基频射频信号源、90°微波电桥、激光器、偏振分束器、偏振合束器、检偏器、光电探测器，以及上、下两个偏振调制器；90°微波电桥的输入端及两个输出端分别与基频射频信号源、上偏振调制器的微波输入端、下偏振调制器的微波输入端连接，偏振分束器的输入端及两个输出端分别与激光器、上偏振调制器的光输入端、下偏振调制器的光输入端连接，偏振合束器的两个输入端及输出端分别与上偏振调制器的光输出端、下偏振调制器的光输出端、检偏器的输入端连接，检偏器的输出端与光电探测器的输入端连接；分别调整上偏振调制器、下偏振调制器的偏置电压，使得上偏振调制器两个主轴方向上的输出光场的相位差以及下偏振调制器两个主轴方向上的输出光场的相位差均为π的奇数倍，光电探测器输出工作于输入微波毫米波信号的倍频状态的相移可连续控制的信号。

设激光器的输出频率为ω₀，输出线偏振的光连续波，将其偏振方向调整为与偏振分束器的某个主轴成45度夹角；设置第一偏振调制器的两个主轴方向分别与和其相连的偏振分束器输出端的起偏方向、和其相连的偏振合束器输入端的检偏方向成45°夹角；设置第二偏振调制器的两个主轴方向分别与和其相连的偏振分束器输出端的起偏方向、和其相连的偏振合束器输入端的检偏方向成45°夹角；基频微波信号（载频设为ω_m）加载到90°微波电桥的射频输入端口，并通过其两个输出端口将相位相差90度的基频微波信号分别加载到上偏振调制器和下偏振调制器的射频端口，再分别加载到上下路光载波上；上下两路偏振调制信号经过偏振合束器后分别实现了偏振调制到强度调制的转化；上下偏振调制器的偏置电压分别为偏振调制器的半波电压，偏振合束器的输出为两束偏振正交、相位相差π/2的光信号，该两束光信号均为载波抑制的±1阶边带信号，其中一束光信号的+1阶边带和-1阶边带同相，而另一束光信号的+1阶边带和-1阶边带反相，两束光信号的+1阶边带、两束光信号的-1阶边带的幅度分别相等。调节检偏器的检偏轴相对偏振合束器主轴方向的夹角α，来连续调节光电探测器输出的倍频微波信号2ω_m的相位2α，对相位的调节不改变信号的幅度。

理论说明如下：

由于输入偏振分束器的光载波为偏振方向与偏振分束器的主轴成45度夹角的线偏振光，则偏振分束器上下两路输出端的归一化光场可以表示为：

$\left[\begin{array}{c}{E}_1\\ E_2\end{array}\right]=\frac{\sqrt{2}}{2}\left[\begin{array}{c}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}\\ e^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}\end{array}\right]---\left(5\right)$

设加载到90°微波电桥的射频输入端口的基频微波信号为令输入到上偏振调制器的射频信号为V₁=V_incos(ω_mt),那么输入到下偏振调制器的射频信号则为V₂=V_insin(ω_mt)。

若偏振分束器上路输出光信号的偏振方向调整为与上偏振调制器的两个主轴成为45度夹角，则沿着上偏振调制器的两个主轴将产生两个偏振正交的相位调制信号。在上偏振调制器的输出端沿着两个主轴的光场可以表示为：

$\left[\begin{array}{c}{E}_{1x}\\ E_{1y}\end{array}\right]=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{c}{e}^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\β}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{m}t\right)+{\mathrm{\ψ}}_1)}\\ e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t-\mathrm{\β}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{m}t\right))}\end{array}\right]---\left(6\right)$

其中ω₀是光载波的角频率，β=πV_in/V_π是相位调制系数，V_π是偏振调制器的半波电压（这里我们认为上下两个偏振调制器的半波电压一致），ψ₁是E_1x和E_1y之间的相位差，由上偏振调制器的偏置电压决定。

调节上偏振调制器输出光的偏振态，使得E_1x和E_1y在偏振合束器在上路的检偏方向上等幅干涉，偏振合束器输出端在该检偏方向上的光场表示为：

${E_x}^{\′}=\frac{\sqrt{2}}{4}(e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\β}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{m}t\right)+{\mathrm{\ψ}}_1)}+e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t-\mathrm{\β}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{m}t\right))})---\left(7\right)$

（7）式可以展开为：

${E_x}^{\′}=\frac{\sqrt{2}}{4}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}[(j-j{e}^{j{\mathrm{\ψ}}_1})J_{-1}\left(\mathrm{\β}\right)e^{-j{\mathrm{\ω}}_{m}t}+(1+e^{j{\mathrm{\ψ}}_1})J_0\left(\mathrm{\β}\right)-(j-j{e}^{j{\mathrm{\ψ}}_1})J_1\left(\mathrm{\β}\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{m}t}]---\left(8\right)$

其中J_n为n阶第一类贝塞尔函数。基于小信号调制的前提，(8)式中的高阶边带（n≥2）均被忽略了。调节上偏振调制器的偏置电压，使得ψ₁=π，于是（8）式可以表示为：

${E_x}^{\′}=\frac{\sqrt{2}}{2}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}[j{J}_{-1}\left(\mathrm{\β}\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{m}t}-j{J}_1\left(\mathrm{\β}\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{m}t}]---\left(9\right)$

即上路在偏振合束器输出端实现载波抑制双边带调制，输出幅度相等、相位相同的±1阶边带。

同理下路在偏振合束器输出端实现载波抑制双边带调制，输出幅度相等、相位相反的±1阶边带，其光场可表示为：

${E_x}^{\′}=\frac{\sqrt{2}}{2}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}[-J_{-1}\left(\mathrm{\β}\right)e^{-j{\mathrm{\ω}}_{m}t}-J_1\left(\mathrm{\β}\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{m}t}]---\left(10\right)$

合并后的上下两路光场在偏振合束器输出端偏振正交，其表达式如下：

$\left[\begin{array}{c}{E_x}^{\′}\\ {E_y}^{\′}\end{array}\right]\∝{\mathrm{je}}^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}\left[\begin{array}{c}{J}_{-1}\left(\mathrm{\β}\right)e^{-j{\mathrm{\ω}}_{m}t}-J_1\left(\mathrm{\β}\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{m}t}\\ j{J}_{-1}\left(\mathrm{\β}\right)e^{-j{\mathrm{\ω}}_{m}t}+j{J}_1\left(\mathrm{\β}\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{m}t}\end{array}\right]---\left(11\right)$

调节检偏器的检偏轴方向，使得其与偏振合束器的主轴成α角，通过检偏器将(11)式中的两个偏振正交的载波抑制双边带调制信号结合在一起，得到如下所示的光场输出：

E_out(t)=cosα·E_x′+sinα·E_y′    (12)

将(12)式中的光信号送入到光电探测器进行平方律检波，输出光电流如下：

$\begin{array}{c}I\left(t\right)\∝E_{\mathrm{out}}\left(t\right)E_{\mathrm{out}}^{*}\left(t\right)\\ =[J_1^2\left(\mathrm{\β}\right)+J_{-1}^2\left(\mathrm{\β}\right)]-2J_{-1}\\ -2J_{-1}\left(\mathrm{\β}\right)J_1\left(\mathrm{\β}\right)\sin \left(2{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\sin 2\mathrm{\α}\end{array}\left(\mathrm{\β}\right)J_1\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\cos \left(2\mathrm{\α}\right)---\left(13\right)$

忽略直流成分，式(13)可以简化为：

I(t)∝-2J₁(β)J_-1(β)cos(2ω_mt-2α)    (14)

从(14)式可以看出，光电探测器输出为2ω_m的倍频信号；调节检偏器的检偏轴方向，α在[0,π]范围内变化，输出的倍频信号的相位2α会发生连续变化，且该倍频信号的幅度不发生改变，整个倍频信号相位变化的范围为0～2π。

图4给出了90°微波电桥射频输入5GHz、18dBm功率时，偏振合束器输出端下路断开上路载波抑制、上路断开下路载波抑制、合并上下路载波抑制的光谱图。上路载波抑制的±1阶边带功率与下路载波抑制的±1阶边带功率相同，且相对于合并后的载波抑制相差3.05dB；在三种情况下都没有出现明显的光载波，说明光载波被很好的抑制。

图5给出了光电探测器输出信号的频谱；产生了10GHz的倍频信号，倍频信号的频谱分量比其余各阶谐波分量高37.12dB。

图6给出了上述相位控制装置产生的倍频信号在不同相移情况（0°，45°，90°，135°，180°，225°，270°，315°）下的波形。在不同相移情况下，倍频信号的幅度无明显变化，证明了该装置可以实现幅度不耦合的相位连续变化。

图7分别给出上述相位控制装置产生的倍频信号在不同相移情况（0°，45°，90°，135°，180°，225°，270°，315°）下的波形。

本发明的光子型倍频微波信号相移装置的第二个优选实施例如图8所示，包括：基频射频信号源、90°微波电桥、单色线偏振激光器、1:1光分束器、偏振合束器、检偏器、光电探测器，上、下两个马赫-曾德尔调制器，以及上、下两个偏振控制器；90°微波电桥的输入端及两个输出端分别与基频射频信号源、上马赫-曾德尔调制器的微波输入端、下马赫-曾德尔调制器的微波输入端连接，1:1光分束器的输入端及两个输出端分别与单色线偏振激光器、上马赫-曾德尔调制器的光输入端、下马赫-曾德尔调制器的光输入端连接，上马赫-曾德尔调制器的光输出端与上偏振控制器的光输入端相连，下马赫-曾德尔调制器的光输出端与下偏振控制器的光输入端相连，偏振合束器的两个输入端及输出端分别与上偏振控制器的光输出端、下偏振控制器的光输出端、检偏器的输入端连接，检偏器的输出端与光电探测器的输入端连接。

使用上述装置进行相移控制时，1:1光耦合器将输入的光分为两路完全相同的光载波，调节上偏振控制器将上马赫-曾德尔调制器的输出光的偏振方向调整为与偏振合束器在上路的检偏方向相同；调节下偏振控制器将下马赫-曾德尔调制器的输出光的偏振方向调整为与偏振合束器在下路的检偏方向相同；将上、下马赫-曾德尔调制器偏置在最小传输点，偏振合束器的输出为两束偏振正交、相位相差π/2的光信号，该两束光信号均为载波抑制的±1阶边带信号，其中一束光信号的+1阶边带和-1阶边带同相，而另一束光信号的+1阶边带和-1阶边带反相，两束光信号的+1阶边带、两束光信号的-1阶边带的幅度分别相等。光电探测器输出所输入微波信号的倍频信号。调整所述检偏器的检偏轴与偏振合束器的主轴的夹角α，可连续调节光电探测器输出的倍频微波信号的相位，且不改变信号的幅度。

理论说明如下：

设激光器输出的单色线偏振光的归一化光场为1:1光耦合器将输入的光分为两路完全相同的光载波，其上路输出光场（E₁）、下路输出光场（E₂）可以表示为：

$E_1=E_2=\frac{\sqrt{2}}{2}E=\frac{\sqrt{2}}{2}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}---\left(15\right)$

设加载到90°微波电桥的射频输入端口的基频微波信号为

令输入到上马赫-曾德尔调制器的射频信号为V₁=V_incos(ω_mt),那么输入到下马赫-曾德尔调制器的射频信号则为V₂=V_insin(ω_mt)。

上马赫-曾德尔调制器的输出光场为：

${E_1}^{\′}=\frac{1}{2}(e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\β}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{m}t\right)+{\mathrm{\ψ}}_1)}+e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t-\mathrm{\β}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{m}t\right))})---\left(16\right)$

其中β=πV_in/V_π是调制系数，V_π是调制器的半波电压（这里我们认为上马赫-曾德尔调制器和下马赫-曾德尔调制器的半波电压一致），ψ₁是马赫-曾德尔调制器的偏置电压引入的相位差。

（16）式可以展开为：

${E_1}^{\′}=\frac{1}{2}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}[(j-j{e}^{j{\mathrm{\ψ}}_1})J_{-1}\left(\mathrm{\β}\right)e^{-j{\mathrm{\ω}}_{m}t}+(1+e^{j{\mathrm{\ψ}}_1})J_0\left(\mathrm{\β}\right)-(j-j{e}^{j{\mathrm{\ψ}}_1})J_1\left(\mathrm{\β}\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{m}t}]---\left(17\right)$

其中J_n为n阶第一类贝塞尔函数。基于小信号调制的前提，(17)式中的高阶边带（n≥2）均被忽略了。调节上马赫-曾德尔调制器的偏置电压，使得ψ₁=π(最小传输点)，于是（17）可以表示为：

${E_1}^{\′}=e^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}[j{J}_{-1}\left(\mathrm{\β}\right)e^{-j{\mathrm{\ω}}_{m}t}-j{J}_1\left(\mathrm{\β}\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{m}t}]---\left(18\right)$

若E₁′的偏振态与偏振合束器在上路的检偏方向同向，则上路在偏振合束器输出端实现载波抑制双边带调制，输出幅度相等、相位相同的±1阶边带，可表示为

$E_x={E_1}^{\′}=e^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}[j{J}_{-1}\left(\mathrm{\β}\right)e^{-j{\mathrm{\ω}}_{m}t}-j{J}_1\left(\mathrm{\β}\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{m}t}]---\left(19\right)$

同理下路在偏振合束器输出端实现载波抑制双边带调制，输出幅度相等、相位相反的±1阶边带，其光场可表示为：

$E_y=e^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}[-J_{-1}\left(\mathrm{\β}\right)e^{-j{\mathrm{\ω}}_{m}t}-J_1\left(\mathrm{\β}\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{m}t}]---\left(20\right)$

合并后的上下两路光场E_x’、E_y’（其中E_x′∝E_x,E_y′∝E_y）在偏振合束器输出端偏振正交，其表达式如下：

$\left[\begin{array}{c}{E_x}^{\′}\\ {E_y}^{\′}\end{array}\right]\∝{\mathrm{je}}^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}\left[\begin{array}{c}{J}_{-1}\left(\mathrm{\β}\right)e^{-j{\mathrm{\ω}}_{m}t}-J_1\left(\mathrm{\β}\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{m}t}\\ j{J}_{-1}\left(\mathrm{\β}\right)e^{-j{\mathrm{\ω}}_{m}t}+j{J}_1\left(\mathrm{\β}\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{m}t}\end{array}\right]---\left(21\right)$

调节检偏器的检偏轴方向，使得其与偏振合束器的主轴成α角，通过检偏器将(21)式中的两个偏振正交的载波抑制双边带调制信号结合在一起，得到如下所示的光场输出：

E_out(t)=cosα·E_x′+sinα·E_y′    (22)

将(22)式中的光信号送入到光电探测器进行平方律检波，输出光电流如下：

$\begin{array}{c}I\left(t\right)\∝E_{\mathrm{out}}\left(t\right)E_{\mathrm{out}}^{*}\left(t\right)\\ =[J_1^2\left(\mathrm{\β}\right)+J_{-1}^2\left(\mathrm{\β}\right)]-2J_{-1}\\ -2J_{-1}\left(\mathrm{\β}\right)J_1\left(\mathrm{\β}\right)\sin \left(2{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\sin 2\mathrm{\α}\end{array}\left(\mathrm{\β}\right)J_1\left(\mathrm{\β}\right)\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\cos \left(2\mathrm{\α}\right)---\left(23\right)$

忽略直流成分，式(23)可以简化为：

I(t)∝-2J₁(β)J_-1(β)cos(2ω_mt-2α)    (24)

从(24)式可以看出，光电探测器输出为2ω_m的倍频信号；调节检偏器的检偏轴方向，α在[0,π]范围内变化，输出的倍频信号的相位2α会发生连续变化，且该倍频信号的幅度不发生改变，整个倍频信号相位变化的范围为0～2π。

综上可知，本发明提供的光子型倍频微波毫米波信号相移控制装置实现了对输入微波毫米波信号的倍频信号的产生以及有效的连续相移控制，且相位控制不影响信号幅度。该相移控制器具有大的工作带宽，对激光波长透明，克服了传统相移控制装置工作频率受限，以及相位控制和幅度控制耦合的缺陷，实现了对高频微波信号的相位无关的高质量的相位控制，是一种工作带宽大、结构紧凑、可实现快速调节、无电磁干扰、无相位耦合问题的相位控制装置。这使得本发明可广泛用于相控阵雷达、通信、航空航天和电子对抗等领域。

Claims (6)

1.一种光子型倍频微波信号相移装置，其特征在于，包括：基频射频信号源、光电调制模块、检偏器、光电探测器；所述光电调制模块的微波输入端、调制光信号输出端分别与基频射频信号源的输出端、检偏器的输入端连接，检偏器的输出端与光电探测器的输入端连接；所述光电调制模块可对基频射频信号源输出的基频信号进行电光调制，且其所输出的调制光信号由两束偏振正交、相位相差                                                

的光信号组成，两束光信号均为载波抑制的±1阶边带信号，其中一束光信号的+1阶边带和-1阶边带同相，而另一束光信号的+1阶边带和-1阶边带反相，两束光信号的+1阶边带、两束光信号的-1阶边带的幅度分别相等，其中k为整数。

2.如权利要求1所述光子型倍频微波信号相移装置，其特征在于，所述光电调制模块包括：90°微波电桥、单色线偏振光源、偏振分束器、偏振合束器、第一偏振调制器、第二偏振调制器；90°微波电桥的输入端及两个输出端分别与基频射频信号源、第一偏振调制器的微波输入端、第二偏振调制器的微波输入端连接，偏振分束器的输入端及两个输出端分别与单色光源、第一偏振调制器的光输入端、第二偏振调制器的光输入端连接，偏振合束器的两个输入端及输出端分别与第一偏振调制器的光输出端、第二偏振调制器的光输出端、检偏器的输入端连接；所述单色线偏振光源的偏振方向与偏振分束器的主轴成45°夹角；所述第一偏振调制器的两个主轴方向分别与和其相连的偏振分束器输出端的起偏方向、和其相连的偏振合束器输入端的检偏方向成45°夹角；所述第二偏振调制器的两个主轴方向分别与和其相连的偏振分束器输出端的起偏方向、和其相连的偏振合束器输入端的检偏方向成45°夹角。

3.如权利要求1所述光子型倍频微波信号相移装置，其特征在于，所述光电调制模块包括：90°微波电桥、单色线偏振光源、1:1光分束器、偏振合束器、第一马赫-曾德尔调制器、第二马赫-曾德尔调制器、第一偏振控制器、第二偏振控制器；90°微波电桥的输入端及两个输出端分别与基频射频信号源、第一马赫-曾德尔调制器的微波输入端、第二马赫-曾德尔调制器的微波输入端连接，1:1光分束器的输入端及两个输出端分别与单色线偏振光源、第一马赫-曾德尔调制器的光输入端、第二马赫-曾德尔调制器的光输入端连接，第一马赫-曾德尔调制器的光输出端与第一偏振控制器的光输入端相连，第二马赫-曾德尔调制器的光输出端与第二偏振控制器的光输入端相连，偏振合束器的两个输入端及输出端分别与第一偏振控制器的光输出端、第二偏振控制器的光输出端、检偏器的输入端连接。

4.如权利要求1所述光子型倍频微波信号相移装置的相移控制方法，其特征在于，调整所述检偏器的检偏轴与所述调制光信号任一偏振方向之间的夹角α，使其在0～

之间变化，在所述光电探测器的输出端产生相位为2α且在0~2之间连续可调、频率为基频射频信号2倍的倍频信号，且该倍频信号的幅度不变。

5.如权利要求2所述光子型倍频微波信号相移装置的相移控制方法，其特征在于，分别调整第一偏振调制器、第二偏振调制器的偏置电压，使得第一偏振调制器两个主轴方向上的输出光场的相位差以及第二偏振调制器两个主轴方向上的输出光场的相位差均为π的奇数倍；调整所述检偏器的检偏轴与偏振合束器的主轴方向间的夹角α，使其在0～

之间变化，在所述光电探测器的输出端产生相位为2α且在0~2

之间连续可调、频率为基频射频信号2倍的倍频信号，且该倍频信号的幅度不变。

6.如权利要求3所述光子型倍频微波信号相移装置的相移控制方法，其特征在于，设置第一马赫-曾德尔调制器和第二马赫-曾德尔调制器均工作在最小传输点；分别调整第一、第二偏振控制器，使得第一马赫-曾德尔调制器的输出光的偏振方向、第二马赫-曾德尔调制器的输出光的偏振方向分别与和其相连的偏振合束器输入端的检偏方向相同；调整所述检偏器的检偏轴与偏振合束器主轴方向之间的夹角α在0～

之间变化，在所述光电探测器的输出端产生相位为2α且在0~2

之间连续可调、频率为基频射频信号2倍的倍频信号，且该倍频信号的幅度不变。

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