CN103856261B - 基于一码元延时干涉和平衡探测测量带内光信噪比的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于一码元延时干涉和平衡探测测量带内光信噪比的方法，属于高速光通信技术领域。本发明方法通过对校准光信号，校准光噪声、被监测光信号分别进行一码元延时干涉和平衡探测，分别得到两路光信号的输出功率，再计算不同情况下输出功率比值，计算和修正被监测光信号的功率和噪声功率的信噪比；本方法能应用于密集波分复用(DWDM)系统，进行光信噪比(OSNR)监测；适用于多种调制格式(PDM-QPSK，PDM-16QAM等)、多种信道间隔(25GHz或50GHz)、多种符号速率(如商用100G系统所用25Gbaud等)的DWDM系统。本发明简单易集成，满足多种调制格式及速率，便捷准确的测量。

Description

基于一码元延时干涉和平衡探测测量带内光信噪比的方法

技术领域

本发明涉及一种基于一码元延时干涉和平衡探测测量带内光信噪比的方法，属于高速光通信技术领域。

背景技术

未来较长时间，随着有线和无线宽带接入用户数量持续快速增长，高清电视(HDTV)、三维电视(3DTV)、物联网以及云计算等宽带应用不断涌现，单用户带宽需求成倍增加，未来骨干网将会长期面临传输带宽的压力。100G密集波分复用(DWDM)大容量传输是缓解传输压力的有效手段；但100G系统的成功应用面临着许多难题，其中光信噪比(OSNR)监测尤为棘手。OSNR是光传输系统的一个重要参数，它决定了光放大传输系统的无电中继传输距离，因此可以通过OSNR的监测可以监测系统的性能。

随着光通信网络的传输容量越来越高、调制格式越来越复杂，现有测量OSNR的方法已经不再适用，亟需一种新型的测量OSNR的方法，用于网络性能的评估。新的方法需要满足几点要求：

1.依据新方法研制的OSNR监测仪应该简单、易集成、效率高。这样才能广泛分布在光网络中，帮助准确诊断、定位网络中的问题。相干接收机可以通过数字信号处理的方法测量OSNR，但是这种方法成本高，只能在接收端应用，难以分布在网络中应用。

2.OSNR监测仪应适用于多种调制格式和不同的传输速率。例如应能够测量偏分复用-四相相移键控(PDM-QPSK)或者更高阶QAM光信号的OSNR。

3.OSNR监测仪的测试参数应有准确的定义，并且测量误差在合理范围内，这样才能方便地准确测量光网络中的OSNR。

传统OSNR测试方法主要包括两种：1.带外测试法；2.带内测试法。

带外测试法是以信道间噪声等效信道内噪声来测量OSNR。在100G光传输系统中，多采用50GHz间隔的DWDM。由于信道间隔变小及信号光谱展宽，相邻信道信号光谱的重叠使得信道间不仅有噪声功率，还有部分信号功率，因此带外测试法测出的OSNR将偏小。

众多带内测试方法中最有代表性的是偏正态分离法。该方法将噪声看成无偏振的光源，而信号是偏振光，因此把具有偏振态的信号光从无偏振态的噪声光中分离出来，单独测试信号和噪声功率，得到信道内OSNR。这是目前唯一能够真正实现信道内OSNR无损在线测试的有效方法。另外一种带内方法是关闭信号光直接测试相应波长的信道内噪声，这种方法测试时需要中断被测试波长的业务，无法实现无损测试。

100G波分系统采用PDM-QPSK调制技术，因此偏正态分离法不能对100G波分系统进行带内OSNR测量。现在可用的方法关闭信号光对信道噪声进行积分，该方法需要断开链路，缺陷很大。因此100G DWDM系统信道内OSNR无损在线测试是当前的难题，亟需解决。

发明内容

发明的目的是为解决OSNR无损在线测试的难题，提出了一种基于一码元延时干涉和平衡探测方法，能准确测量DWDM光通信系统的带内信噪比。

基于一码元延时干涉和平衡探测测量带内光信噪比的方法，具体包括如下步骤：

步骤一、产生校准光信号。具体方法为：根据被监测光信号波长和码元速率，利用光发射机产生与被监测光信号同样波长和码元速率的校准光信号，经过可调谐光滤波器，对可调谐光滤波器输出的滤波后校准光信号，进行一码元延时干涉和平衡探测，得到两路校准光信号的输出功率；将其中较大的一路功率记为较小一路功率记为计算输出功率的比值α， $\mathrm{\α}=P_{\max }^S/P_{\min }^S;$

所述一码元延时干涉的具体方法为：将光信号按功率平均分为两路信号，对第一路信号进行延时一码元操作，得到延时信号；对第二路信号进行移相操作，得到移相信号，相移量的确定原则为：使得移相后的信号和第一路延时信号在经过后续的平衡探测后，再次生成的两路信号功率之差最大。

所述平衡探测的具体方法为：将一码元延时干涉后的第一路延时信号和第二路移相信号合波，然后再次按功率大小等分为两路信号；分别探测得到两路信号的输出功率。

所述可调谐光滤波器的带宽和中心波长，满足使两路校准光信号输出功率与之差最大的原则，此时可调谐光滤波器带宽为噪声等效带宽(NEB)。

步骤二，产生校准光噪声。具体方法为：利用掺铒光纤放大器产生自发辐射噪声作为校准光噪声，输入步骤一中确定了中心波长和带宽的可调谐光滤波器，对可调谐光滤波器输出滤波后的光噪声按照步骤一所述的一码元延时干涉方法及平衡探测方法，进行干涉及探测，得到两路光噪声的输出功率，其中较大一路的输出功率记为较小一路的输出功率记为输出功率比值记为β，

步骤三，对被监测光信号，按照步骤一所述的一码元延时干涉方法及平衡探测方法，进行干涉及探测，得到两路信号输出功率，记为P₁与P₂，比较P₁与P₂的大小，其中较大的记为P_max，较小的记为P_min。

步骤四，计算被监测光信号的功率P_S和噪声功率P_N的信噪比，具体公式为：

P_S/P_N＝(α+1)(P_max-βP_min)/(β+1)(αP_min-P_max)

步骤五，对步骤四得到的信噪比进行修正，修正的光信噪比(OSNR)为

$\begin{array}{c}\mathrm{OSNR}=10\lg (P_S/P_N)+10\lg (\mathrm{NEB}/12.5)\\ =10\lg \left(\frac{(\mathrm{\α}+1)(P_{\max }-\mathrm{\β}{P}_{\min })}{(\mathrm{\β}+1)(\mathrm{\α}{P}_{\min }-P_{\max })}\right)+10\lg (\mathrm{NEB}/12.5)\end{array}$

有益效果

本发明方法应用于密集波分复用(DWDM)系统，进行光信噪比(OSNR)监测；适用于多种调制格式(PDM-QPSK，PDM-16QAM等)、多种信道间隔(25GHz或50GHz)、多种符号速率(如商用100G系统所用25Gbaud等)的DWDM系统。本发明简单易集成，满足多种调制格式及速率，便捷准确的测量。

附图说明

图1为本发明基于一码元延时干涉和平衡探测测量带内光信噪比方法的流程图；

图2为具体实施方式中基于一码元延时干涉和平衡探测测量带内光信噪比系统结构示意图；

图3为具体实施方式中一码元延时干涉仪的结构图；

图4为具体实施方式中OSNR计算模块的结构图；

图5为具体实施方式中一码元延时干涉仪第一输出端和第二输出端的自由谱图；

图6为具体实施方式中基于一码元延时干涉和平衡探测测量带内光信噪比方法的典型应用图，用以测量DWDM系统某信道的光信噪比；

图7为具体实施方式中测量DWDM系统OSNR的验证实验系统图；

图8为具体实施方式中使用不同带宽光分插复用器(OADM)，本发明方法测量波长为1549.1nm信道OSNR的实验结果图；

图9为具体实施方式中OADM带宽为0.5nm时，本发明方法测量波长为1549.1nm信道OSNR的实验结果图；

图10为具体实施方式中OADM带宽为0.5nm时，本发明方法测量1549.1和1549.5nm信道OSNR的实验结果图；

标号说明：101-一码元延时干涉仪，102-第一光功率探测模块,103-第二光功率探测模块，104-直流稳压电源，105-OSNR计算模块，106-反馈控制，201-1×23dB耦合器，202-一码元延时线，203-移相器，204-2×23dB耦合器，205-第一输出端，206-第二输出端，401-被监测光信号经过的第一光分插复用器，402-被监测光信号经过的光纤，403-被监测光信号下路的第二光分插复用器，601-DWDM光发射端，602-自发辐射光噪声产生单元，603-光谱仪。

具体实施方式

为了更好的说明本发明的目的和优点，下面结合附图和实施例对发明内容做进一步说明。

本发明方法的基于一码元延时干涉和平衡探测测量带内光信噪比的流程如图1所示。

具体实施中，使用基于一码元延时干涉和平衡探测方法研制光信噪比测试仪，可以进行无损带内OSNR测试，测量的信噪比范围为5-30dB，测量准确，误差小于0.5dB。测量的效果与光谱的形状无关，更适用于现今复杂DWDM光网络的OSNR监测。

本实施例提出一种基于一码元延时干涉和平衡探测测量带内光信噪比系统，如图2所示，包括一码元延时干涉仪101，第一光功率探测模块102，第二光功率探测模块103，直流稳压电源104，OSNR计算单元105和反馈控制模块106。其中，一码元延时干涉仪101包括一个1×23dB耦合器，一码元延时线，一个移相器203，一个2×23dB耦合器；OSNR计算模块105包括存储单元，比较单元和计算单元。

上述各模块间的连接关系为：一码元延时干涉仪101的两个输出端口分别连接到第一光率探测模块102和第二光功率探测模块103，第一光率探测模块102和第二光功率探测模块103连接到OSNR计算模块105的存储单元，存储单元的两路输出连接比较单元，比较单元的两路输出连接计算单元，OSNR计算模块105的计算单元连接到反馈控制模块106，反馈控制模块106连接到直流稳压电源模块104，直流稳压电源模块104连接到一码元延时干涉仪101中的移相器203。

用一个1×2耦合器201，一码元延时线202，移相器203及2×2耦合器204构成一码元延时干涉仪，结构如图3所示，一码元延时干涉仪的两端口输出为205与206。1×2耦合器201的两个输出分别连接一码元延时线202和移相器203，一码元延时线202和移相器203的两个输出连接至2×2耦合器204的输入，2×2耦合器204的两个输出端口为205与206，即为一码元延时干涉仪的输出端口。

一码元延时干涉仪101的延时为信号波特率的倒数，即一码元延时干涉仪101的自由谱宽度(FSR)等于信号的波特率。通过直流稳压电源104的输出控制干涉仪101通带位置，使其自由谱峰值位置与测量信道的中心波长对准，调节范围为1个FSR。一码元延时干涉仪101两端输出进入第一光功率探测模块102和第二光功率探测模块103，第一光功率探测模块102和第二光功率探测模块103采用低速光电探测器进行功率测量，其带宽远远小于信号速率。第一光功率探测模块102和第二光功率探测模块103的输出进入OSNR计算模块105，计算得到OSNR。

两个输出端205和206的功率传递函数分别为：

T₂₀₅＝cos²((2πτf+Δφ)/2)

T₂₀₆＝sin²((2πτf+Δφ)/2)

其中τ为延时，Δφ为相移。传递函数的周期为1/τ，即该滤波器的FSR为1/τ。当τ＝4ps，T₂₀₅和T₂₀₆对应的透射谱如图5所示，FSR为250GHz(2nm)，且两个传递函数相位相差π。

第一光功率探测模块102和第二光功率探测模块103使用两个低速的光电二极管探测一码元延时干涉仪两端输出的光功率，转变为输出电流，进入计算模块得到光信噪比。

移相器的相位由一个直流稳压电源和反馈控制模块控制，反馈控制模块根据两个探测器的输出电流调节直流稳压电源的电压，从而调节一码元延时干涉仪的相位，使一码元延时干涉仪两端输出光功率相差最大。

本发明依据一码元延时干涉仪对不同消光比的光信号有着不同的输出特性而提出。DWDM系统中，光数据信号的光谱有着鲜明的轮廓，消光比较高；噪声的功率谱通常可以用白噪声来近似，消光比低。因此光数据信号和噪声同时通过延时干涉仪，它们的传输谱可以将光数据信号和噪声区分开。图5为延时干涉仪的自由谱，假设实线为第一输出端205的自由谱，虚线为第二输出端206的自由谱，第一输出端205的自由谱与第二输出端206的自由谱刚好相差180度的相位，并且都为周期性有限长单位冲激响应(FiniteImpulseResponse-FIR)滤波器。干涉仪FSR等于其延时的倒数，通过干涉仪中移相器相位的调节，可以调谐自由谱的峰值(谷值)位置。本发明中，干涉仪中延时设定为一个符号周期，通过相位控制使自由谱峰值(谷值)位于信道的中心波长，这样可以更好地区分光数据信号与噪声。

光信噪比定义为光数据信号功率与等效带宽为12.5GHz的噪声功率的比值，定义式为

OSNR＝10log(P_i/N_i)+10log(NEB/12.5)

其中，P_i为第i个信道内的信号功率，N_i是噪声等效带宽NEB内的噪声功率。

图6为使用本发明的方法测量商用DWDM系统中某个信道OSNR的系统图。DWDM系统包含多个光分插复用器(OADM)，第一OADM 401和第二OADM403之间由光纤链路402连接。OADM主要功能是从DWDM系统中分出或插入一个或多个波长。第二OADM 403从DWDM系统中分出某个信道(波长)，将该信道1％-10％功率送入根据本发明方法设计的OSNR监测系统进行OSNR测量，剩余90％-99％功率送入接收机。如图6所示，测量OSNR时，首先调节直流稳压电源使一码元延时干涉仪自由谱最大值位置对准需要测量信道中心波长。根据被测信号波长和码元速率，利用光发射机产生同样波长和速率的校准光信号，输入一可调谐光滤波器，然后将校准光信号输入一码元延时干涉仪，经过平衡探测得到两路功率，其中输出较大的一路功率记为较小一路功率记为调节可调谐光滤波器的带宽和中心波长，使两路功率之差最大，并记录此时可调谐光滤波器带宽为等效噪声带宽(NEB)。光信噪比(OSNR)计算模块进行数据存储、比较和计算，OSNR计算模块105的计算单元计算一码元延时干涉仪两路输出功率的比值为α，利用掺铒光纤放大器产生自发辐射噪声作为校准光噪声，输入确定了中心波长和带宽的可调谐光滤波器，可调谐光滤波器输出的噪声输入一码元延时干涉仪，经过平衡探测得到两路功率，其中输出较大的一路功率记为较小一路功率记为。光信噪比(OSNR)计算模块进行数据存储、比较和计算，OSNR计算模块105的计算单元计算一码元延时干涉仪两路输出功率的比值为β，一码元延时干涉仪的滤波特性和被测光信号的频谱决定α和β的值。由于延时干涉仪的延时固定为一个符号周期，如果系统符号速率和调制格式确定，α和β的值也就确定了，不需要重复测量。当OADM分出的某个信道信号(包括噪声及信号)进入OSNR监测系统，首先进入一码元延时干涉仪，干涉仪的两端输出经过平衡探测得到两路功率，通过OSNR计算模块105的比较单元，得到其中输出较大的一路功率记为P_max，较小一路功率记为P_min，由于一码元延时干涉仪为线性系统，因此

$P_{\max }=\frac{\mathrm{\α}}{\mathrm{\α}+1}{P}_S+\frac{\mathrm{\β}}{\mathrm{\β}+1}{P}_N$

$P_{\min }=\frac{1}{\mathrm{\α}+1}{P}_S+\frac{1}{\mathrm{\β}+1}{P}_N$

其中P_S为信号功率，P_N为噪声功率。信号功率和噪声功率之比为

$\frac{P_S}{P_N}=\frac{(\mathrm{\α}+1)(P_{\max }-\mathrm{\β}{P}_{\min })}{(\mathrm{\β}+1)(\mathrm{\α}{P}_{\min }-P_{\max })}$

对噪声功率进行修正，测量的OSNR为

$\begin{array}{c}\mathrm{OSNR}=10\log (P_S/P_N)+10\log (\mathrm{NEB}/12.5)\\ =10\log \left(\frac{(\mathrm{\α}+1)(P_{\max }-\mathrm{\β}{P}_{\min })}{(\mathrm{\β}+1)(\mathrm{\α}{P}_{\min }-P_{\max })}\right)+10\log (\mathrm{NEB}/12.5)\end{array}$

其中NEB为噪声等效带宽，由OADM有效滤波带宽决定。

本发明适用于对DWDM系统中QPSK，16QAM，PDM-QPSK，PDM-16QAM等多种调制格式光信号的光信噪比测量。DWDM系统中，不同信道光信号将会经过不同数量的OADM，因此每个信道的光谱被OADM滤波后畸变程度不一样。传统的OSNR测量方法对这种畸变十分敏感，而本发明的方法用于测量OSNR对光谱的畸变不敏感。

为了验证本发明的方法能够准确测量DWDM系统中信道的OSNR，设计了图7所示的实验系统。实验系统包括DWDM发射端601，ASE噪声源602，可调谐光滤波器，光谱仪603，OSNR监测系统。发射端601中的激光器产生的波长分别为1549.1nm，1549.5nm，1549.9nm，1550.3nm，即信道间隔为50GHz，调制格式为PDM-QPSK，调制速率为100Gbit/s,即符号速率为25GSymbol/s。可调谐光滤波器模拟OADM的功能，带宽和中心波长可调；实验中选用0.3nm，0.4nm和0.5nm带宽。光谱仪603测量出来的OSNR为基准值。依据本发明方法设计的OSNR监测系统测量出来的OSNR与光谱仪603所测值进行对比。

图8对比了依据本发明方法设计的OSNR监测系统604在不同的滤波器带宽下测量的OSNR与参考OSNR。系统信道间隔50GHz，调制格式为PDM-QPSK，速率为100Gbit/s，所测信道波长为1549.1nm。图8中，X轴为光谱仪603测得的OSNR，作为参考值，Y轴为依据本发明方法测量的OSNR，实线为参考线。可以看出，可调谐光滤波器带宽分别为0.3nm，0.4nm，0.5nm时，本发明都能准确地测量信道的OSNR，测量误差小于0.5dB，其中0.5nm时，测量效果最佳。

设定可调谐滤波器带宽为0.5nm时，图9对比了依据本发明方法设计的OSNR监测系统测量的OSNR与参考OSNR。系统信道间隔50GHz，调制格式为PDM-QPSK，速率为100Gbit/s，所测信道波长为1549.1nm。图9中，X轴为光谱仪603所测量的OSNR，记为参考值，Y轴为该依据本发明方法设计的OSNR监测系统测量的OSNR，可见依据本发明方法设计的OSNR监测系统测量的OSNR能够和光谱仪603所测OSNR吻合，测量范围为5-30dB，测量误差小于0.5dB。

设定滤波器带宽为0.5nm时，图10对比了依据本发明方法设计的OSNR监测系统对1549.1nm和1549.5nm两个波长信道测量的OSNR与参考OSNR。系统信道间隔50GHz，调制格式为PDM-QPSK，速率为100Gbit/s。图10中，X轴为光谱仪603所测得的OSNR，作为参考值，Y轴为依据本发明方法设计的OSNR监测系统测量的OSNR，实线为参考线，可以看出本发明方法能够测量不同信道的OSNR，且都能测量准确。

本发明主要技术优势：

1.依据本发明方法设计的OSNR监测系统能够准确测量信道OSNR，测量范围宽，测量误差低；

2.依据本发明方法设计的OSNR监测系统结构简单，易于实现，成本较低。只需要一个一码元延时干涉仪，2个光功率探测模块，简单的运算模块(少量数据存储以及加减乘除功能)；

3.本发明可适用于多种调制格式和不同传输速率，包括PDM-QPSK，PDM-16QAM等；

4.依据本发明方法设计的OSNR监测系统测量方法简单，测量参数容易确定。

因此，本发明符合高速光网络对OSNR的测量要求，能够用于网络中对OSNR进行准确测量，用于估计传输信道性能。

以上对本发明“基于一码元延时干涉和平衡探测测量带内光信噪比的方法”进行了详细的说明，但本发明的具体实施形式并不局限于此。该实施的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。在不背离本发明所述方法的精神和权利要求范围的情况下对它进行的各种显而易见的改变都在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.基于一码元延时干涉和平衡探测测量带内光信噪比的方法，其特征在于：具体包括如下步骤：

步骤一、产生校准光信号；具体方法为：根据被监测光信号波长和码元速率，利用光发射机产生与被监测光信号同样波长和码元速率的校准光信号，经过可调谐光滤波器，对可调谐光滤波器输出的滤波后校准光信号，进行一码元延时干涉和平衡探测，得到两路校准光信号的输出功率；将其中较大的一路功率记为较小一路功率记为计算输出功率的比值α，

所述一码元延时干涉的具体方法为：将光信号按功率平均分为两路信号，对第一路信号进行延时一码元操作，得到延时信号；对第二路信号进行移相操作，得到移相信号，相移量的确定原则为：使得移相后的信号和第一路延时信号在经过后续的平衡探测后，再次生成的两路信号功率之差最大；

所述平衡探测的具体方法为：将一码元延时干涉后的第一路延时信号和第二路移相信号合波，然后再次按功率大小等分为两路信号；分别探测得到两路信号的输出功率；

所述可调谐光滤波器的带宽和中心波长，满足使两路校准光信号输出功率与之差最大的原则，可调谐光滤波器带宽为噪声等效带宽NEB；

步骤二，产生校准光噪声；具体方法为：利用掺铒光纤放大器产生自发辐射噪声作为校准光噪声，输入步骤一中确定了中心波长和带宽的可调谐光滤波器，对可调谐光滤波器输出滤波后的光噪声按照步骤一所述的一码元延时干涉方法及平衡探测方法，进行干涉及探测，得到两路光噪声的输出功率，其中较大一路的输出功率记为较小一路的输出功率记为输出功率比值记为β， $\mathrm{\β}=P_{\max }^N/P_{\min }^N;$

步骤三，对被监测光信号，按照步骤一所述的一码元延时干涉方法及平衡探测方法，进行干涉及探测，得到两路信号输出功率，记为P₁与P₂，比较P₁与P₂的大小，其中较大的记为P_max，较小的记为P_min；

步骤四，计算被监测光信号的功率P_S和噪声功率P_N的信噪比，具体公式为：

P_S/P_N＝(α+1)(P_max-βP_min)/(β+1)(αP_min-P_max)

步骤五，对步骤四得到的信噪比进行修正，修正的光信噪比(OSNR)为

$\begin{array}{c}\mathrm{OSNR}=10\lg (P_S/P_N)+10\lg (\mathrm{NEB}/12.5)\\ =10\lg \left(\frac{(\mathrm{\α}+1)(P_{\max }-{\mathrm{\βP}}_{\min })}{(\mathrm{\β}+1)({\mathrm{\αP}}_{\min }-P_{\max })}\right)+10\lg (\mathrm{NEB}/12.5)\end{array}.$

2.根据权利要求1所述的基于一码元延时干涉和平衡探测测量带内光信噪比的方法，其特征在于：适用于多种调制格式、多种信道间隔、多种符号速率的密集波分复用系统。