CN103856222A - 脉冲位置调制ads-b消息的并行频率部分相干接收 - Google Patents

脉冲位置调制ads-b消息的并行频率部分相干接收 Download PDF

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Abstract

本发明涉及脉冲位置调制ADS-B消息的并行频率部分相干接收。一个实施例针对用于接收用1090MHzADS-B发射机所发射的脉冲位置调制信号的RF接收机，其中所述脉冲位置调制信号前面有符合ADS-B协议的4个脉冲的前同步码。所述接收机能够用与预期前同步码序列的较早一半中的脉冲相匹配的滤波器对数字样本流进行滤波以产生第一匹配滤波器输出样本流。所述接收机还能够用与所述预期前同步码序列的后面一半中的脉冲相匹配的滤波器对所述数字样本流进行滤波以产生第二匹配滤波器输出样本流。所述接收机能够基于当所述第一匹配滤波器输出样本流和所述第二匹配滤波器输出样本流同时高于最小触发电平时来确定脉冲的序列和所述预期前同步码序列匹配。

Description

脉冲位置调制ADS-B消息的并行频率部分相干接收
背景技术
广播式自动相关监视(ADS-B)是最近定义并且实现的国际航空系统，其中航空器使用GPS信息来确定它们的位置并且在以标称1秒间隔发射的120微秒持续时间的短(112位)突发脉冲群中广播它。用来发射消息的频率1090 MHz是被航空器发送应答器用来响应来自基于地面监视雷达的询问或来自机载防撞系统的询问(TCAS/ACAS)的相同频率。ADS-B发射可以被装配有ADS-B IN接收机的其他航空器或者被在多达100 NM范围内的地面站监控以获取、跟踪并且显示其他航空器的位置。
发明内容
一个实施例针对用于接收用1090 MHz ADS-B发射机所发射的脉冲位置调制信号的RF接收机，其中所述脉冲位置调制信号前面有符合ADS-B协议的4个脉冲的前同步码。所述接收机能够用与预期前同步码序列的较早一半中的脉冲相匹配的滤波器对数字样本流进行滤波以产生第一匹配滤波器输出样本流。所述接收机还能够用与所述预期前同步码序列的后面一半中的脉冲相匹配的滤波器对所述数字样本流进行滤波以产生第二匹配滤波器输出样本流。所述接收机能够基于当所述第一匹配滤波器输出样本流和所述第二匹配滤波器输出样本流同时高于最小触发电平时来确定脉冲的序列和所述预期前同步码序列匹配。
附图说明
理解图仅描绘示例性实施例并且因此将不被认为在范围上限制，将通过利用附图用附加的特性和细节对示例性实施例进行描述，其中
图1是实现1090 MHz ADS-B消息的并行频率部分相干前同步码检测和部分相干二进制脉冲位置位解调的示例射频(RF)接收机的框图。
图2是图1的接收机的软件模块和前端之间的功能交互的示例的框图。
图3是4脉冲前同步码的格式和能够被图1的接收机接收的112位ADS-B消息的二进制脉冲位置调制编码的框图。
图4是通过能够接收具有在1089 MHz与1091 MHz之间范围内的未知中心/载波频率的ADS-B消息的前同步码检测器所实现的功能程序的示例的框图。
图5是通过图4的前同步码检测器的前同步码检测模块所实现的高级功能程序的示例的框图。
图6是通过图5的前同步码检测模块的部分相干前同步码相关滤波器所实现的详细功能程序的示例的框图。
图7是针对通过图5的前同步码检测模块的部分相干前同步码相关滤波器所实现的详细功能程序的等效可替换布局的示例的框图。
图8是来自图6和7的部分相干前同步码相关滤波器的输出流的示例的框图。
图9是通过图5的前同步码检测模块的门限比较器、脉冲峰值与相位误差检测器所实现的详细功能程序的示例的框图。
图10是通过图1的接收机的位解调模块所实现的详细功能程序的示例的框图。
依照惯例，各种描述的特征未按比例绘制，而是被绘制成强调与示例性实施例有关的特定特征。
具体实施方式
最近，对实现其中安装在近地轨道(LEO)卫星中的ADS-B接收机将从在其中表面雷达监视是不可用的海洋和遥远区域中飞行的航空器接收ADS-B发射的空基监视系统有浓厚兴趣。具有板上处理能力的空基监视系统将要解码、解调ADS-B消息并且将其中继到空中导航服务提供商。然而，因为LEO卫星是在比典型的航空器ADS-B IN接收机远7至14倍的距离处，所以卫星需要能够接收大量较弱的ADS-B信号。
典型的ADS-B IN接收机的灵敏度当前受RTCA-DO-260B的要求限制，RTCA-DO-260B要求接收机能够在已分配的1090 MHz频率 +/- 1 MHz上从航空器发射接收ADS-B消息。ADS-B发射由作为112个脉冲的序列而发射的112微秒持续时间的112 位消息构成，每个脉冲具有使用二进制脉冲位置调制的2 MHz带宽(0.5微秒持续时间)。消息前面有先于消息在8微秒间隔期间发送的4脉冲前同步码。因为+/- 1 MHz频率不确定性现有技术水平接收机采用4MHz的脉冲检测带宽来接收2 MHz带宽的脉冲。此外，因为ADS-B IN接收机必须能够接收来自附近以及来自遥远航空器的ADS-B IN消息，所以接收机必须具有大动态范围。因此，接收机采用对数接收机-检测器以及仅使用振幅信息的非相干前同步码检测和位解调技术。这些连同4 MHz检测带宽一起限制接收机的灵敏度。
在下面描述的实施例涉及用于接收具有短前同步码和未知中心/载波频率的消息的方法和接收机，其中已接收信号的中心/载波频率等于或大于该信号的带宽，并且其中消息位是如1090 MHz ADS-B系统信号情况一样的二进制脉冲位置调制信号。这样的方法和接收机能够被用在空基ADS-B监视应用以及标准航空ADS-B In接收机中。这样的方法和接收机使用为前同步码检测和消息位解调信号处理提供振幅和相位信息或同相和正交信号的线性接收机。线性接收机在空间应用中的实现比在陆地应用中更容易，因为在卫星处接收的ADS-B信号全部是微弱的并且展示比陆地应用较低的动态范围。振幅和相位信息被与并行多频前同步码检测信号处理技术相结合地用来解析+/- 1 MHz的频率不确定性。经解析的频率不确定性被用来校正频率误差，使得有可能采用与脉冲的带宽相匹配的2 MHz的检测带宽代替被对数放大器(log-amp)接收机采用的4 MHz带宽。这导致较大的信噪比。所述方法和接收机还使用部分相干前同步码检测和脉冲位置位解调来进一步提高接收机的灵敏度。此类技术的使用和由较小检测带宽所给予的较高信噪比使得有可能实现比常规ADS-B对数放大器检测器接收机的灵敏度好3至5 dB的接收机灵敏度。
图1是实现后面有二进制脉冲位置调制消息位的部分相干解调的1090 MHz ADS-B消息的部分相干前同步码检测的示例射频(RF)接收机100的框图。接收机100包括天线102以感测RF信号。在示例中，天线102是被配置成感测1090 MHz信号的点波束天线。包括适当的电子部件的RF前端104被耦合到天线102。RF前端104是线性的并且被配置成对由天线102所感测到的RF信号进行数字化采样以输出数字样本流。数字样本流由包括振幅和相位信息的复杂样本组成。一个或多个可编程处理器106被耦合到RF前端104并且被配置成接收数字样本流。一个或多个处理设备106能够包括任何适合的可编程处理器，诸如微处理器(例如，数字信号处理器(DSP))、微控制器、现场可编程门阵列(FPGA)以及其他的。该一个或多个处理设备106被配置成实现指令108。指令108被存储(或者以其他的方式体现)在从其指令可由(一个或多个)处理设备106读取的适当存储介质或媒体110(诸如闪存或其他非易失性存储器)上或其中。还能够包括被耦合到(一个或多个)处理设备106以用于指令108的临时存储的存储器112。存储器208在一个实施方式中包括现在知道的或以后开发的任何适合形式的随机存取存储器(RAM)，诸如动态随机存取存储器(DRAM)。在其他实施方式中，其他类型的存储器被使用。
指令108被配置成实现接收机100的三个功能，并且同样地，被在此描述为三个“模块”。第一模块114被配置成在横跨已接收信号的频率不确定性的范围的多重性频率偏移处实现并行部分相干前同步码检测以检测来自RF前端104的数字样本流中的已知前同步码。第二模块116被配置成实现紧跟被前同步码检测模块114检测到的前同步码之后的消息部分的部分相干位解调。解调模块116将数字位(例如，1s和0s)输出到第三模块118，所述第三模块118被配置成实现各位的消息解码和处理以在其中标识消息。第三模块118能够被以任何期望的方式实现。
图2是接收机100的模块114、116、118和前端104之间的功能交互的示例的框图。前端104接收由天线102所感测到的信号并且从所述信号生成形成数字样本流的数字RF样本。前同步码检测模块114和位解调模块116两者对来自前端104的数字样本流进行操作。前同步码检测模块114连续地检测数字样本流中的已知前同步码(即，脉冲的预定义序列)。当这样的前同步码被标识时，前同步码检测模块114向位解调模块116通知前同步码已被检测到并且给位解调模块116提供在其前同步码被检测到的定时。一旦前同步码已被前同步码检测模块114标识了，位解调模块116就解调紧跟前同步码之后的数字样本流的有效负荷(消息)部分。位解调模块116使用来自前同步码检测模块114的定时来使解调同步。有效负荷部分通过位解调模块116的解调产生数字位流(即，1s和0s)。消息解码和处理模块118处理该数字位流以在其中标识消息。
图3是4脉冲前同步码的格式和能够被接收机100接收的112位ADS-B消息300的示例二进制脉冲位置调制编码的框图。如所知的那样，脉冲位置调制信号包括多个脉冲，其中每个脉冲的定时(即，位置)在比脉冲持续时间大2M的持续时间的符号间隔内，其中M是每符号位的数目，指示由脉冲所传达的位。特别地，信号由每个符号包括单个脉冲的多个符号组成，其中脉冲在符号内的位置(定时)指示由该脉冲所传达的位。在本文中所描述的示例中脉冲位置调制信号300的每个符号具有1微秒持续时间并且具有两个可能的脉冲位置(M=1)，其中脉冲处于第一位置(例如，符号的第一半)中指示1而处于第二位置(例如，符号的第二半)中的脉冲指示0。在示例中，脉冲位置调制信号300是按照广播式自动相关监视(ADS-B)国际航空系统所配置的1090 MHz信号。
图3中图示的脉冲位置调制信号300包括前同步码部分302和有效负荷(消息)部分304。前同步码302包括先于每个消息304的脉冲的预定义序列。前同步码302被接收机100用来标识消息304并且以得到接收消息定时和频率分辨率以帮助已接收消息304的位解调。在这个示例中，接收机100被配置成标识由四个脉冲组成的前同步码，所述四个脉冲被隔开使得第二脉冲在第一脉冲1微秒后，第三脉冲在第一脉冲3.5微秒后，而第四脉冲在第一脉冲4.5微秒后。当这样的前同步码302被检测到时，接收机100被配置成解调和解码具有在前同步码的第一脉冲之后8微秒开始的第一符号的消息。该消息包含112个位，并且因此包含112个符号。
图4是通过能够接收具有在1089 MHz与1091 MHz之间范围内的未知中心/载波频率的ADS-B消息的前同步码检测模块114所实现的功能程序的示例的框图。前同步码检测模块114是被配置成同时地在若干不同的频率范围内检测前同步码的多频前同步码检测器。为了实现这个，前同步码检测模块114包括多个部分相干前同步码检测器402，其中每个部分相干前同步码检测器402以不同的频率偏移对数字样本流进程操作。频率偏移mΔf0, m = -M, …, -2, -1, 0, 1, 2, …, M，其横跨已接收信号的频率不确定性的范围，例如± 1 MHz，其中分辨率(粒度)Δf0等于最大容许频率误差，例如200 kHz。图4中所示出的示例包括5个前同步码检测器402；然而，其他示例能够包括更多的或较少的前同步码检测器402。第一前同步码检测器402对在频率上被位移-2Δf0的数字样本流的版本进行操作，第二前同步码检测器402对被位移-Δf0的数字样本流的版本进行操作，第三前同步码检测器402对未被位移的数字样本流的版本进行操作，第四前同步码检测器402对被位移Δf0的版本进行操作，而第五前同步码检测器402对被位移2Δf0的版本进行操作。每个前同步码检测器402都将脉冲的序列是否被接收和前同步码302匹配的指示输出到选择器404。所述指示还包括Y1(k)和Y2(k)中各峰值的功率电平的指示(在下面讨论)并且可以包括相位信息。当和前同步码302匹配的脉冲的序列被接收到时，很可能多重前同步码检测器402将指示匹配。如果是这样的话，则选择器404选择来自对于峰值Y1(k)和Y2(k)测量到最大功率电平的前同步码检测器402的指示，并且将该指示输出到位解调模块116。基于由所选前同步码检测器402所处理的数字样本流的频率偏移或其缺少，在天线102处已接收信号的频率能够被确定。例如，如果在天线102处接收到的信号是1090 MHz。则对数字样本流的未位移版本进行操作的前同步码检测器402应该接收最大功率电平。如果对被位移Δf0的数字样本流进行操作的前同步码检测器114接收到最大功率，则指示在天线102处的已接收信号是高于1090 MHz Δf0。被使用的前同步码检测器402的数目可以是基于在确定在天线102处信号的频率中所期望的分辨率的。在示例中，由每个前同步码检测器402的系数w(0)至w(N-1)所实现的带宽等于脉冲宽度。通过使用附加的并行前同步码检测器402，每个的带宽能够被降低(同单个前同步码检测器相比)，因为相邻检测器402应该在给定前同步码检测器402的范围之外的频率处接收信号。在示例中，存在足够的前同步码检测器402使得对于前同步码检测器402中的至少一个来说，数字样本流与前同步码检测器402的设置频率之间的频率偏移小于100 kHz。
图5是通过每个前同步码检测模块402所实现的高级功能程序的示例的框图。前同步码检测模块402被配置成标识图3中所示出的特定前同步码。也就是说，前同步码检测模块402被配置成标识具有信号300的所示出间距的四个脉冲。前同步码检测模块402包括部分相干前同步码相关滤波器502和门限比较器、峰值与相位误差检测器504。相关滤波器502对来自RF前端104的数字样本流进行操作以产生两个信息流，标记为Y1(k)和Y2(k)。门限比较器、峰值与相位误差检测器504对两个信息流Y1(k)和Y2(k)进行操作，以确定具有期望脉冲(信号300)的前同步码是否被检测到，并且如果是这样的话，则将该前同步码的定时和可能的相位信息输出到位解调模块116。
图6是通过部分相干前同步码相关滤波器502所实现的详细功能程序的示例的框图。相关滤波器502是部分相干的因为相关滤波器502的系数(支路增益)与前同步码的各部分相匹配。相关滤波器502被配置成用具有与预期前同步码的第一和第二脉冲的持续时间、形状(振幅)以及间距相匹配的系数的第一有限冲击响应滤波器602对数字样本流r(k)进行滤波以产生第一匹配滤波器输出数据流。相关滤波器502还被配置成用具有与预期前同步码的第三和第四脉冲的持续时间、形状(振幅)以及间距相匹配的系数的级联的第二有限冲击响应滤波器604对数字样本流进行滤波以产生第二匹配滤波器输出数据流，其中预期前同步码302在图3中被示出并且由四个脉冲构成。
在图6中所示出的示例中，每个匹配滤波器602、604产生匹配滤波器输出数据流Y1(k)和Y2(k)中的一个。由匹配滤波器502所产生的第一数据流Y1(k)是被等于前同步码302中的第一和第二脉冲之间的间距的延迟分隔的两个“脉冲匹配滤波器”输出的和。如本文所用的那样“脉冲匹配滤波器”指的是具有横跨前同步码脉冲的持续时间的系数w(0)至w(N-1)的有限冲击响应滤波器，N是每脉冲样本的数目，并且其中各系数的振幅和脉冲形状匹配。由匹配滤波器504所产生的第二数据流Y2(k)也是被等于前同步码302中的第三和第四脉冲之间的间距的延迟分隔的两个脉冲匹配滤波器输出的和。存在等于前同步码302中的第一和第三脉冲之间的间距、在第一匹配滤波器602与第二匹配滤波器604之间实现的延迟。
图7是针对通过部分相干前同步码相关滤波器402所实现的详细功能程序的等效可替换布局的示例的框图。在这个示例中，单脉宽滤波器被使用并且单脉宽滤波器的输出Z(k)被适当地合计和延迟以实现与前同步码302的各部分相匹配的(一个或多个)滤波器并且产生两个匹配流Y1(k)和Y2(k)。
作为由1090 MHz线性接收机前端流通过匹配滤波器602和604所输出的数字样本流r(k)，匹配滤波器输出数据流Y1(k)和Y2(k)中的值应该随着数字样本流r(k)的值与脉冲匹配滤波器系数“一致”并且更接近地和脉冲匹配滤波器系数匹配而从与接收机的噪底相对应的电平增加。作为部分相干滤波器502，每个匹配滤波器602、604都与前同步码302中的四个脉冲中的两个相匹配。假如部分相干前同步码检测器402及其处理过的数字样本流r(k)之间的中心频率偏移是零，则当所接收到的数字样本流r(k)由被隔开与前同步码302中的第一对或第二对脉冲之间的间距相同的量的两个脉冲构成时输出数据流Y1(k)和Y2(k)将具有最大大小。在这种情况下，组成部分相干相关器滤波器的两个脉冲匹配滤波器的输出Z(k)和Z(k-2N)或Z(k-7N)和Z(k-9N)将在某个时间被同相加起来以产生最大相关器输出峰值。然而，当部分相干前同步码检测器402的中心频率与已接收数字样本流r(k)之间的频率偏移是± 500 kHz时，180度的相移在被前同步码302中的第一对或第二对脉冲之间的间距隔开的各样本之间产生。在这种情况下，两个脉冲匹配滤波器的输出Z(k)和Z(k-2N)或Z(k-7N)和Z(k-9N)将在当最大相关器输出峰值将被预期之时异相加上180度，也就是说它们将彼此相消。从而当频率偏移是约± 500 kHz时有效前同步码序列将不是可检测的。因为与每个匹配滤波器602、604相关联的两个脉冲之间的时间间隙同前同步码302的总持续时间相比是小的，所以和第一对脉冲与第二对脉冲之间的相位改变相比给定频率偏移将在接收前同步码中的前两个脉冲之间产生相对较小的相位改变。因此，使用两个单独的部分匹配滤波器602、604使得部分相干前同步码检测器502能够在存在比全相干前同步码检测器较大的频率偏移范围内的噪声情况下检测前同步码，所述全相干前同步码检测器将会加上两个部分匹配滤波器502和504的输出。实际上，当频率偏移小于50 KHz时部分相干前同步码相关滤波器能够检测具有和200 kHz一样大的频率偏移的前同步码302而加上前同步码302中的所有4个脉冲的全相干前同步码相关滤波器仅能够检测前同步码302。非相干前同步码检测器可以在频率变化方面允许甚至更多的灵活性并且能够检测具有和± 1 MHz一样大的频率偏移的前同步码，但对于小于± 200 kHz的频率偏移将不会具有部分相干滤波器502的灵敏度。全相干滤波器(即，与前同步码302的所有四个脉冲相匹配的单个滤波器)对于小于± 50 kHz的频率偏移将具有增加的灵敏度，但在频率变化方面将具有较少灵活性。因此，部分相干滤波器502占有非相干滤波器与全相干滤波器之间的中间地带。
当前同步码302的前两个脉冲被处理时Y1(k)将具有峰值，而当前同步码304的第二两个脉冲被处理时Y2(k)将具有峰值。此外，当4脉冲前同步码302像图8中所图示的那样通过具有小于± 200 kHz的频率偏移的部分相干前同步码检测器402流式传输时Y1(k)和Y2(k)将同时具有峰值。门限比较器、峰值与相位误差检测器504能够使用这个峰值定时和最小触发电平(其示例在图8中被示出为“MTL”)来标识前同步码何时被检测到。
图9是通过门限比较器、脉冲峰值与相位误差检测器504所实现的详细功能程序的示例的框图。门限比较器、脉冲峰值与相位误差检测器504对来自部分相干前同步码相关滤波器502的输出流Y1(k)和Y2(k)进行操作以标识具有前同步码302的预定间距的脉冲的序列何时被接收。在这个示例中，门限比较器、脉冲峰值与相位误差检测器504实现三个功能：几乎相等功率检测器802、脉冲中点检测器804以及相位检测器806。在其他示例中，其他功能能够被用来标识和前同步码302匹配的脉冲的序列何时已被接收到。
几乎相等功率检测器802被配置成确定来自P1(k) = │Y1(k)│2匹配滤波器流的峰值与来自P2(k) = │Y2(k)│2匹配滤波器流的峰值是否是几乎相等功率。为了确保几乎相等功率检测器802对峰值进行操作，在被几乎相等功率检测器802处理之前P1(k)和P2(k)被减去最小触发电平(MTL)。几乎相等功率检测器802将指示P1(k)和P2(k)何时具有几乎相等功率并且两者都超过MTL的信号发送到前同步码脉冲峰值与相位误差检测器808。当两对脉冲被在脉冲之间具有适当间距的每个匹配滤波器602、604接收到时，P1(k)和P2(k)应该像图8中所图示的那样适时在相同时刻具有几乎相等的功率电平。也就是说，几乎相等功率检测器802被用来确保不仅P1(k)和P2(k)的峰值高于最小触发电平，而且峰值还具有约相同的大小(功率电平)。因此，来自单个脉冲但是高于最小触发电平的峰值和来自单对脉冲的峰值均不可能适时在相同时刻导致P1(k)和P2(k)的峰值。在示例中，几乎相等脉冲检测器802确定两个部分相干相关器输出P1(k)和P2(k)在它们是在加或减1 dB内时在功率方面是足够接近的。
脉冲中点检测器804标识和前同步码302匹配的脉冲的序列中的中点。脉冲中点检测器804被用来确保由几乎相等功率检测器802所标识的前同步码检测定时对应于最佳脉冲峰值定时以供位解调器116使用。脉冲中点检测器804合计P1(k)和P2(k)，并且然后比较结果得到的流的随着时间推移的两个和，L(k)和E(k)以标识P1(k)和P2(k)中一系列峰值的中点。这样的中点能够被用来标识用于位解调的最佳定时并且发生在差D(k) = L(k) – E(k)从负值改变为正值同时P1(k)和P2(k)两者都超过MTL并且具有几乎相等的功率时。中点检测器804根据在时间k+1、k+2、…、k+3N-2、k+3N-1、k+4N+1、k+4N+2、…、k+10N-2、k+10N-2的P1(k) + P2(k) = P(k)来合计结果得到的流以产生“后期和”数据流L(k)，并且分别根据在时间k-1、k-2、…、k-3N-2、k-3N-1、k-4N+1、k-4N+2、…、k-10N-2、k-10N-2的P1(k) + P2(k) = P(k)来合计结果得到的流以产生“早期和”数据流E(k)。中点检测器804然后随着时间的推移而将“后期和”减去“早期和”以产生“差”流D(k) = L(k) – E(k)。在接收前同步码脉冲的序列的第一半期间，和E(k)将大于和L(k)。在接收前同步码脉冲的序列的后一半期间，和L(k)将大于和E(k)。因此，中点检测器804通过在零交叉检测器810处标识差流D(k) = L(k) – E(k)的零交叉来标识序列的中点。指示这样的零交叉的信号被前同步码峰值与相位误差检测器808操作。当零交叉和几乎相等功率两者都已被检测到时，前同步码峰值与相位误差检测器808将“前同步码检测到”指示标志发送到相位检测器806以计算并且输出相位误差θ(k)。然后，前同步码峰值与相位误差检测器808将“前同步码检测到”定时指示k = kmax、前同步码峰值功率P(kmax)以及相位误差θ(kmax)提供给前同步码检测选择模块404以便与其他并行部分相干前同步码检测器402的输出进行比较。前同步码检测选择器404选择来自测量到最大功率电平P(kmax)的前同步码检测器402的“前同步码检测到”定时指示并且将指示k = kmax、与该部分相干前同步码检测器相关联的频率偏移ΔF = mΔf0以及相位误差θ(kmax)输出到位解调模块116。
图10是通过位解调模块116所实现的详细功能程序的示例的框图。位解调模块116对来自RF前端104的数字样本流进行操作以确定脉冲位置调制信号的消息部分304中的符号的每个脉冲是0还是1。在1002处位解调模块116最初执行航向频率（course frequency）调整ΔF。航向频率调整是基于多重并行前同步码检测器402中的哪一个测量到最大功率电平的。频率调整可能是零或者直到由并行前同步码检测器402所横跨的发射机与接收机之间的最大频率误差不确定性(例如，± 1 MHz)。以这种方式，数字样本流在频率上被调整并且位解调模块116的带宽能够被降低以较好地和脉冲位置调制脉冲的带宽匹配并且提高灵敏度。
一旦数字样本流已通过航向频率调整，若有的话，在1002处，数字样本流就被脉冲检测滤波器1004滤波。如果滤波器系数w(0)、w(1)、…、W(N-1)和已发射脉冲的形状匹配则脉冲检测可能与已发射脉冲相匹配。脉冲检测滤波器1004在横跨脉冲宽度的经频率调整的数字样本流r(k)的N个样本之上操作，并且每脉冲检测滤波器的脉冲输出样本流Z(k) N样本然后基于由前同步码检测器114所提供的中点定时而被下采样为每脉冲位置数据流s'(k) 1个样本。在1006处，这个输出然后基于由前同步码检测器114所检测到的相位θ能够可选地具有精细频率调整。结果得到的精细频率调整的1样本脉冲位置数据流s(k)然后被部分相干解调器1008操作以判定0位还是1位在图3中所示出的112位消息304的脉冲位置调制位间隔中被接收到。因为部分相干解调器的输入数据流每脉冲位置由1个样本构成并且每位间隔存在两个可能的位置，所以部分相干解调器的输入数据流每位间隔由2个样本构成。部分相干解调器作为各横跨3位间隔的8个并行匹配滤波器操作，其中所述8个并行匹配滤波器中的每一个都与一组脉冲位置相匹配以得到三个位的不同组合。例如，8个并行匹配滤波器中的第一个与位序列000的脉冲位置相匹配。8个并行匹配滤波器中的第二个与位序列001的脉冲位置相匹配。8个并行匹配滤波器中的第三个与位序列100的脉冲位置相匹配，依次类推以得到三个位的8种可能的组合中的每一个。每个匹配滤波器都能够被配置成输出在它们相应的脉冲位置组的功率的和(即，大小平方)。因此，当在三个顺序位间隔期间所接收到的脉冲位置和给定滤波器匹配时，来自该滤波器的输出将大于来自和三个连续脉冲的各位置中的仅两个、一个或谁都不匹配的滤波器的输出。为了判定0位还是1位已经在每位间隔中被接收了，8个并行匹配滤波器的输出都被发送到两个选择器1010、1011中的一个。在每位间隔m = 1, 2, …, 112中(即每两个样本)，选择器1011选择对应于具有1作为中点的三个位的4种组合(即，010、011、110以及111)的4个并行匹配滤波器的最大输出功率作为选择器输出x1(m)来提供。同样地，选择器1010选择对应于具有0作为中点的三个位的4种组合(即，000、001、100以及101)的4个并行匹配滤波器的最大输出功率作为选择器输出x0(m)来提供。来自第一选择器1010的选择器能够与来自第二选择器1011的选择器输出进行比较（例如，差分）以产生比较器输出流U(m) = x1(m) – x0(m)。为最大的选择器输出对应于三位位置的中间位的最大可能性。以这种方式判定块1012使用来自比较的输出U(m)来确定三个符号通过解调器1008操作的中间位是对应于0还是1。在其他示例中，解调器1008能够通过让对应数目的匹配滤波器分组成两个组来对不同数目的位(例如，2、4、5或6)进行操作，每个组使位位置中的一个(例如，中间位置)相同。
位解调116的输出是待进一步以如本领域的技术人员熟知的任何适合的方式处理的到消息解码和处理模块118的一和零的数据流。
示例实施例
示例1包括用于接收到有未知中心频率偏移并且前面有由具有已知脉冲间距的至少4个脉冲的序列构成的前同步码的脉冲位置调制信号的射频(RF)接收机，所述接收机包括：线性RF前端，其被配置成感测具有至少等于脉冲的带宽一半的中心频率不确定性的信号并且用大于或等于脉冲宽度两倍加基于其上的最大中心频率不确定性的样本速率输出数字样本流；一个或多个处理设备；以及一个或多个存储设备，其被耦合到一个或多个处理设备并且包括当被所述一个或多个处理设备执行时使所述一个或多个处理设备通过并行地执行多重前同步码序列相关来检测前同步码的指令，其中所述多重前同步码序列相关中的每一个都对具有不同频率偏移的数字样本流的版本进行操作，其中频率偏移相关之间的间距是脉冲的带宽的一小部分，其中所有频率偏移的总和横跨中心频率不确定性的范围，其中为了执行每个前同步码序列相关所述一个或多个处理设备被配置成：用具有与预期前同步码序列的较早一半中的脉冲的持续时间和序列相匹配的冲击响应的滤波器对数字样本流进行滤波以产生第一匹配滤波器输出样本流；用具有与预期前同步码序列的后面一半中的脉冲的持续时间和序列相匹配的冲击响应的滤波器对数字样本流进行滤波以产生第二匹配滤波器输出样本流；以及基于当第一匹配滤波器输出样本流和第二匹配滤波器输出样本流同时高于最小触发电平时来确定信号中的脉冲的序列和所述期望前同步码序列匹配。
示例2包括示例1的RF接收机，其中用具有和预期前同步码序列的较早一半中的脉冲的持续时间和序列相匹配的冲击响应的滤波器对数字样本流进行滤波包括具有大于或等于脉冲的带宽的带宽的滤波器；并且其中用具有和预期前同步码序列的后面一半中的脉冲的持续时间和序列相匹配的冲击响应的滤波器对数字样本流进行滤波包括具有大于或等于脉冲的带宽的的带宽的滤波器。
示例3包括示例1或2中任一项的RF接收机，其中所述指令使所述一个或多个处理设备：基于当第一匹配滤波器输出样本流和第二匹配滤波器输出样本流在多重前同步码序列相关中的至少一个中具有几乎相等功率电平时来确定脉冲的序列和预期前同步码序列匹配。
示例4包括示例1至3中任一项的RF接收机，其中所述指令使所述一个或多个处理设备：确定其中和预期前同步码序列匹配的脉冲的序列被接收的时间并且使用所述时间来解调后续脉冲位置调制消息。
示例5包括示例4的RF接收机，其中所述指令使所述一个或多个处理设备通过以下步骤来确定前同步码接收的时间：连续地合计第一匹配滤波器输出样本流的大小平方与第二匹配滤波器输出样本流的大小平方以产生组合的匹配滤波器输出功率流；在等于先于当前输出功率样本的前同步码的持续时间的时间间隔期间合计所述组合的匹配滤波器输出功率流以产生早期功率和；在等于紧跟当前输出功率样本之后的前同步码的持续时间的时间间隔期间合计所述组合的匹配滤波器输出功率流以产生后期功率和；并且将其中预期前同步码脉冲序列被接收的时间标记为其中后期功率和与早期功率和之间的差从负值改变为正值同时第一匹配滤波器输出样本流和第二匹配滤波器输出样本流高于最小触发电平并且第一匹配滤波器输出样本流和第二匹配滤波器样本流具有几乎相等电平的时间。
示例6包括示例1至5中任一项的RF接收机，其中所述指令使所述一个或多个处理设备：确定第二匹配滤波器输出样本流与在前同步码接收时的第二匹配滤波器输出样本流之间的相位差。
示例7包括示例1至6中任一项的RF接收机，其中当多重前同步码相关中的一个以上同时确定脉冲位置调制信号中的脉冲的序列和预期前同步码序列匹配时，所述指令使所述一个或多个处理设备：选择来自接收到最大功率电平的一个以上的多重前同步码相关的频移；并且使用来自所选多重前同步码相关的频移来解调后续消息。
示例8包括示例7的RF接收机，其中所述指令使所述一个或多个处理设备：通过以下步骤来解调前同步码的后续消息：用多个并行滤波器对数字样本流进行滤波，所述并行滤波器中的每一个都与三个位的不同组合的脉冲位置组相匹配；从与中间位位置为0相匹配的所述多个并行滤波器中的四个中选择具有最大功率电平的第一滤波器输出；从与中间位位置为1相匹配的所述多个并行滤波器中的四个中选择具有最大功率电平的第二滤波器输出；比较第一滤波器输出和第二滤波器输出；并且如果第一滤波器输出具有比第二滤波器输出较大的功率电平，则输出0作为中间位位置的位值，如果第二滤波器输出具有比第一滤波器输出较大的功率电平，则输出1作为中间位位置的位值。
示例9包括示例8的RF接收机，其中解调后续消息包括调整与选自检测到具有最高功率的前同步码的多重前同步码序列检测器的频移相对应的数字样本流的频率偏移。
示例10包括示例8或9中任一项的RF接收机，其中解调后续消息包括通过具有和脉冲的持续时间匹配的冲击响应的滤波器对数字样本流进行滤波、抽取滤波器的输出以产生每脉冲一个输出样本并且进一步使用在前同步码接收时确定的相位差来调整经抽取的输出样本流的中心频率。
示例11包括接收具有未知中心频率偏移并且前面有由具有已知脉冲间距的至少4个脉冲构成的前同步码的脉冲位置调制信号的方法，所述方法包括：从在天线处感测到的信号生成数字样本流，其中所述数字样本流具有大于或等于预期脉冲的带宽两倍加最大中心频率不确定性的采样速率；并行地执行多重前同步码序列相关，其中所述多重前同步码序列相关中的每一个都对具有不同频率偏移的数字样本流的版本进行操作，其中频率偏移之间的间距是预期脉冲的带宽的一小部分，其中所有频率偏移的总数横跨中心频率不确定性的范围，其中每个前同步码序列相关包括：用具有与预期前同步码序列的较早一半中的脉冲的持续时间和序列相匹配的冲击响应的滤波器对数字样本流进行滤波以产生第一匹配滤波器输出样本流；用具有与预期前同步码序列的后面一半中的脉冲的持续时间和序列相匹配的冲击响应的滤波器对数字样本流进行滤波以产生第二匹配滤波器输出样本流；并且基于当第一匹配滤波器输出样本流和第二匹配滤波器输出样本流同时高于最小触发电平时来确定已接收信号中的脉冲的序列和预期前同步码序列匹配。
示例12包括示例11的方法，其中用具有与预期前同步码序列的较早一半中的脉冲的持续时间和序列相匹配的冲击响应的滤波器对数字样本流进行滤波包括在带宽大于或等于脉冲的带宽情况下进行滤波；并且其中用具有与预期前同步码序列的第二半中的脉冲的持续时间和序列相匹配的冲击响应的滤波器对数字样本流进行滤波包括在带宽大于或等于脉冲的带宽情况下进行滤波。
示例13包括示例11或12中任一项的方法，包括：基于当第一匹配滤波器输出样本流和第二匹配滤波器输出样本流在多重前同步码序列相关中的至少一个中具有几乎相等功率电平时来确定脉冲的序列和预期前同步码序列匹配。
示例14包括示例11至3中任一项的方法，包括：确定其中和预期前同步码序列匹配的脉冲的序列被接收的时间；并且使用所述时间来解调后续脉冲位置调制消息。
示例15包括示例14的方法，其中确定时间包括：连续地合计第一匹配滤波器输出样本流的大小平方与第二匹配滤波器输出样本流的大小平方以产生组合的匹配滤波器输出功率流；在等于先于当前输出功率样本的前同步码的持续时间的时间间隔期间合计所述组合的匹配滤波器输出功率流以产生早期功率和；在等于紧跟当前输出功率样本之后的前同步码的持续时间的时间间隔期间合计所述组合的匹配滤波器输出功率流以产生后期功率和；并且将其中预期前同步码脉冲序列被接收的时间标记为其中后期功率和与早期功率和之间的差从负值改变为正值同时第一匹配滤波器输出样本流和第二匹配滤波器输出样本流高于最小触发电平并且第一匹配滤波器输出样本流和第二匹配滤波器样本流具有几乎相等电平的时间。
示例16包括示例11至15中任一项的方法，包括：确定第二匹配滤波器输出样本流与在前同步码接收时的第二匹配滤波器输出样本流之间的相位差。
示例17包括示例11至16中任一项的方法，其中当多重前同步码相关中的一个以上同时确定脉冲位置调制信号中的脉冲的序列和预期前同步码序列匹配时，所述方法包括：选择来自接收到最大功率电平的一个以上的多重前同步码相关的频移；并且使用来自所选多重前同步码相关的频移来解调后续消息。
示例18包括示例17的方法，包括：通过以下步骤来解调前同步码的后续消息：用多个并行滤波器对数字样本流进行滤波，所述并行滤波器中的每一个都与三个位的不同组合的脉冲位置组相匹配；从与中间位位置为0相匹配的所述多个并行滤波器中的四个中选择具有最大功率电平的第一滤波器输出；从与中间位位置为1相匹配的所述多个并行滤波器中的四个中选择具有最大功率电平的第二滤波器输出；比较第一滤波器输出和第二滤波器输出；并且如果第一滤波器输出具有比第二滤波器输出较大的功率电平，则输出0作为中间位位置的位值，如果第二滤波器输出具有比第一滤波器输出较大的功率电平，则输出1作为中间位位置的位值。
示例19包括示例18的方法，其中解调后续消息包括调整与选自检测到具有最高功率的前同步码的多重前同步码序列检测器的频移相对应的数字样本流的频率偏移。
示例20包括用于脉冲位置调制信号的射频(RF)接收机，所述接收机包括：线性RF前端，其被配置成感测脉冲位置调制信号并且输出基于其上的数字样本流；一个或多个处理设备；一个或多个存储设备，其被耦合到所述一个或多个处理设备并且包括当被所述一个或多个处理设备执行时，使所述一个或多个处理设备通过并行地执行多重前同步码序列相关来检测前同步码的指令，其中所述多重前同步码序列相关中的每一个都对具有不同频率偏移的数字样本流的版本进行操作，其中为了执行每个前同步码序列相关所述一个或多个处理设备被配置成：用具有与预期前同步码序列的较早一半中的脉冲的持续时间和序列相匹配的冲击响应的滤波器对数字样本流进行滤波以产生第一匹配滤波器输出样本流；用具有与所述预期前同步码序列的后面一半中的脉冲的持续时间和序列相匹配的冲击响应的滤波器对数字样本流进行滤波以产生第二匹配滤波器输出样本流；并且当同时第一匹配滤波器输出样本流和第二匹配滤波器输出样本流高于最小触发电平并且第一匹配滤波器输出样本流和第二匹配滤波器输出样本流具有几乎相等能量水平时确定信号中的脉冲的序列和预期前同步码匹配。 

Claims (3)

1.一种接收具有未知中心频率偏移并且前面有由具有已知脉冲间距的至少4个脉冲构成的前同步码(302)的脉冲位置调制信号(300)的方法，所述方法包括：
从在天线(102)处感测到的信号生成数字样本流(104)，其中所述数字样本流具有大于或等于预期脉冲的带宽两倍加最大中心频率不确定性的采样速率；
并行地执行多重前同步码序列相关(402)，其中所述多重前同步码序列相关中的每一个都对具有不同频率偏移的所述数字样本流的版本进行操作，其中频率偏移之间的间距是预期脉冲的所述带宽的一小部分，其中所有所述频率偏移的总数跨越所述中心频率不确定性的范围，其中每个前同步码序列相关包括：
     用具有与预期前同步码序列的较早一半中的脉冲的持续时间和序列相匹配的冲击响应的滤波器(602)对所述数字样本流进行滤波以产生第一匹配滤波器输出样本流；
     用具有与所述预期前同步码序列的后面一半中的脉冲的持续时间和序列相匹配的冲击响应的滤波器(604)对所述数字样本流进行滤波以产生第二匹配滤波器输出样本流；以及
     基于当所述第一匹配滤波器输出样本流和所述第二匹配滤波器输出样本流同时高于最小触发电平、并且当所述第一匹配滤波器输出样本流和所述第二匹配滤波器输出样本流在所述多重前同步码序列相关中的至少一个中具有几乎相等功率电平时来确定所接收到的信号中的脉冲的序列和所述预期前同步码序列匹配(504)。
2.根据权利要求1所述的方法，确定其中和所述预期前同步码序列匹配的脉冲的所述序列被接收到的时间(804)；以及
使用所述时间(1004)来解调后续脉冲位置调制消息；
其中，确定时间(804)包括：
     连续地合计所述第一匹配滤波器输出样本流的大小平方与所述第二匹配滤波器输出样本流的大小平方以产生组合的匹配滤波器输出功率流；
     在等于先于当前输出功率样本的前同步码的持续时间的时间间隔期间合计所述组合的匹配滤波器输出功率流以产生早期功率和；
     在等于紧跟所述当前输出功率样本之后的前同步码的持续时间的时间间隔期间合计所述组合的匹配滤波器输出功率流以产生后期功率和；以及
     将其中所述预期前同步码脉冲序列被接收到的时间(810)标记为其中所述后期功率和与所述早期功率和之间的差从负值改变为正值同时所述第一匹配滤波器输出样本流和所述第二匹配滤波器输出样本流高于所述最小触发电平并且所述第一匹配滤波器输出样本流和所述第二匹配滤波器输出样本流具有几乎相等电平的所述时间。
3.根据权利要求1所述的方法，包括：
根据以下各项中的一个来选择频移(808)：
如果所述多重前同步码相关中的仅一个确定所述脉冲位置调制信号中的脉冲的序列和所述预期前同步码匹配，则所述一个多重前同步码相关确定匹配；或者
如果所述多重前同步码相关中的一个以上同时确定所述脉冲位置调制信号中的脉冲的序列和所述预期前同步码序列匹配，则所述一个以上的多重前同步码相关中的一个接收到最大功率电平；以及
通过以下步骤来解调所述前同步码的后续消息：
使用所选频移来调整所述数字样本流的频率偏移(1002)；
用多个并行滤波器对所述数字样本流进行滤波(1008)，所述并行滤波器中的每一个都与针对三个位的不同组合的脉冲位置组相匹配；
从与中间位位置为0相匹配的所述多个并行滤波器中的四个中选择(1010)具有最大功率电平的第一滤波器输出；
从与中间位位置为1相匹配的所述多个并行滤波器中的四个中选择(1011)具有最大功率电平的第二滤波器输出；
比较所述第一滤波器输出和所述第二滤波器输出；以及
如果所述第一滤波器输出具有比所述第二滤波器输出较大的功率电平，则输出0作为所述中间位位置的位值，如果所述第二滤波器输出具有比所述第一滤波器输出较大的功率电平，则输出1作为所述中间位位置的所述位值。
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