CN103856029A - 输出保护型低功耗电源转换电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种输出保护型低功耗电源转换电路，主要解决了现有低压新能源电源转换器功耗高、效率低、可靠性差的问题。该输出保护型低功耗电源转换电路包括负载和输出保护电路，负载的输入端依次通过储能滤波电路、反向隔离电路、VMOS控制电路、续流电感与输入电源的输出端连接；其中反向隔离电路由与所述VMOS开关电路同步整流的VMOS管组构成，由所述驱动信号合成电路经续流驱动电路同步驱动；所加的输出保护电路能够保证BOOST输出在负载短路时自动调整，限流输出，同时仍保证低功耗。

Description

输出保护型低功耗电源转换电路

技术领域

本发明涉及一种输出保护型低功耗电源转换电路，属于电源转换技术领域。

背景技术

近年来，光伏发电、风力发电、蓄电池供电等交流低压、直流低压供电的可再生新能源系统被广泛使用，提高低压新能源供电系统的供电效率、供电质量、供电可靠性势在必行。

目前本领域公知电源转换基本采用：

1、交流(AC)输入，采用全波整流器把输入交流(AC)电源整流为直流(DC)电源，再进行DC/DC转换为直流(DC)输出。此种方案解决了较高输入电压交流电源和小功率电源的转换问题。但在低电压交流电源输入和大功率电源转换时，因为AC/DC整流电路的电压降较高，而产生很高的功耗，使电源转换器转换效率很低。

2、直流(DC)输入，直接进行DC/DC转换为直流(DC)输出。此种方案解决了固定设备供电问题。但使用可靠性较低，尤其是在移动性设备，经常需要重新连接输入电源的设备，一旦出现电源极性接反的情况，就会产生输入短路事故。因此一些要求可靠性较高的设备，在转换器输入端加入直流定向整流电路。在低电压直电源输入和大功率电源转换时，因为直流识别定向整流电路的电压降较高，而产生很高的功耗，使电源转换器转换效率很低。

3、为了提高低压供电效率、降低线路电流一般采用升压式(BOOST)直流(DC)供电方式。升压式(BOOST)直流(DC)供电当输出产生短路故障，输出电压低于输入电压时BOOST电路功能失效，输入电源直接对负载短路，大电流(大功率)系统短路保护控制难度很大。

以常规整流(识别定向)电路在输入为低压新能源电源为例进行说明，输入电压Ui＝10V(AC、DC)，输入电流Ii＝20A，输入功率Pi＝10×20＝200W，整流(识别定向)电路压降Ud＝2V，整流(识别定向)电路耗为：Pd＝2×20＝40W，输出功率Po＝200-40＝160W，其整流(识别定向)效率为：E＝160/200＝0.8，由此可见常规整流(识别定向)电路在输入为低压新能源电源时，功耗很大，效率很低。

发明内容

本发明提供一种输出保护型低功耗电源转换电路，主要解决了现有低压新能源电源转换器功耗高、效率低、可靠性差的问题。

本发明的具体技术解决方案如下：

该输出保护型低功耗电源转换电路，包括输入电流采样电路和输出电流采样电路，所述输入电流采样电路的输入端与输入电源的输出端连接，输出电流采样电路的输入端与和输出保护电路的输入端连接，输入电流采样电路和输出电流采样电路的输出端均依次通过调宽式脉冲控制电路、驱动信号合成电路、VMOS开关驱动电路与VMOS开关电路的输入端连接，所述VMOS开关电路的输入端还通过续流电感与输入电源的输出端连接，VMOS开关电路的输出端依次通过反向隔离电路、储能滤波电路、输出保护电路与负载连接；VMOS开关电路的输出端还通过续流电压采样电路与驱动信号合成电路的输入端连接；所述调宽式脉冲控制电路、驱动信号合成电路、VMOS开关驱动电路和续流电压采样电路组成控制电路；

所述VMOS开关电路包括两个串联的VMOS管组，第一VMOS管组是并联交替工作的VMOS管M1、M2，第二VMOS管组是并联交替工作的VMOS管M3、M4，输入电源通过续流电感依次与两个VMOS管组在反向隔离电路输入端之前串联；

所述VMOS开关驱动电路包括两个并联的驱动器，第一驱动器的输入端Ai、Bi与驱动信号合成电路输出端的两个输出接口连接，第一驱动器的输出端Ao、Bo与VMOS管的VMOS开关电路输入端的一组接口连接；第二驱动器的输入端Ai、Bi与驱动信号合成电路输出端的另外两个输出接口连接，第二驱动器的输出端Ao、Bo与开关电路输入端的另一组接口连接；

所述调宽式脉冲控制电路为PWM控制器，PWM控制器的两个输出端Ao、Bo分别接至驱动信号合成电路的一组输入端，PWM控制器采用正激式控制的PWM控制器，导通宽度小于50％；

所述反向隔离电路由与所述VMOS开关电路同步整流的VMOS管组构成，由所述驱动信号合成电路经续流驱动电路同步驱动；

所述输出保护电路包括基准电压源、比较器A、比较器B、三极管N1和稳压管Z5；该输出安全控制电路的输入端接BOOST直流输出电压，输出端接负载，所述输入端和输出端所在的主回路上串联设置有VMOS管M5和限流电阻R24，其中，VMOS管M5的基极经三极管N1接至所述输出端的负端，三极管N1的基极接至所述基准电压源；所述输出端并联有一个滤波电容和一个反馈支路，该反馈支路上依次串联有分压电阻R14和RC电路；

比较器A的正相输入端接入该反馈支路，经分压电阻R14接至所述输出端的正端，比较器A的负相输入端接基准电压，比较器A的输出端依次经串联的电阻R13、电阻R27、电阻R22接至所述输入端的负端；

比较器B的正相输入端接入电阻R13、电阻R27和电阻R22所在的串联支路，其接入节点位于电阻R27与电阻R22之间；比较器B的负相输入端经电阻R6接至所述输出端的负端；比较器B的输出端接至三极管N1的基极。

本发明的优点在于：

本发明提供的输出保护型低功耗电源转换电路有XC/DC扩展(XC)形、无极性、多波形、宽频率电源输入，DC(直流)输出，自动极性识别定向、高转换效率、高功率因数、高可靠性、高功率密度、低成本等优势。

所加的输出保护电路能够保证BOOST输出在负载短路时自动调整，限流输出，同时仍保证低功耗。

附图说明

图1为本发明电路原理框图；

图2为本发明电路结构示意图；

图3为输入电源为Ac正弦波时的单周期波形图。

图4为本发明的输出保护电路的结构示意图。

具体实施方式

该包括输入电流采样电路和输出电流采样电路，所述输入电流采样电路的输入端与输入电源的输出端连接，输出电流采样电路的输入端与和输出保护电路的输入端连接，输入电流采样电路和输出电流采样电路的输出端均依次通过调宽式脉冲控制电路、驱动信号合成电路、VMOS开关驱动电路与VMOS开关电路的输入端连接，所述VMOS开关电路的输入端还通过续流电感与输入电源的输出端连接，VMOS开关电路的输出端依次通过反向隔离电路、储能滤波电路、输出保护电路与负载连接；VMOS开关电路的输出端还通过续流电压采样电路与驱动信号合成电路的输入端连接；所述调宽式脉冲控制电路、驱动信号合成电路、VMOS开关驱动电路和续流电压采样电路组成控制电路；

所述VMOS开关电路包括两个串联的VMOS管组，第一VMOS管组是并联交替工作的VMOS管M1、M2，第二VMOS管组是并联交替工作的VMOS管M3、M4，输入电源通过续流电感依次与两个VMOS管组在反向隔离电路输入端之前串联；

所述VMOS开关驱动电路包括两个并联的驱动器，第一驱动器的输入端Ai、Bi与驱动信号合成电路输出端的两个输出接口连接，第一驱动器的输出端Ao、Bo与VMOS管的VMOS开关电路输入端的一组接口连接；第二驱动器的输入端Ai、Bi与驱动信号合成电路输出端的另外两个输出接口连接，第二驱动器的输出端Ao、Bo与开关电路输入端的另一组接口连接；

所述调宽式脉冲控制电路为PWM控制器，PWM控制器的两个输出端Ao、Bo分别接至驱动信号合成电路的一组输入端，PWM控制器采用正激式控制的PWM控制器，导通宽度小于50％；

所述反向隔离电路由与所述VMOS开关电路同步整流的VMOS管组构成，由所述驱动信号合成电路经续流驱动电路同步驱动。

以下对各重要电路的功能进行说明：

续流电感：利用电感特性对输入电源进行升压；

VMOS开关电路：VMOS开关电路导通期间，续流电感中有电流通过；VMOS开关电路关断期间，续流电路导通，使续流电感中电流继续导通，产生高压，对储能滤波电路进行充电，充电后由储能滤波电路对负载进行供电；

储能滤波电路：VMOS开关电路关断期间充电并对负载供电；

VMOS开关驱动电路：对驱动信号合成电路生成的VMOS开关信号和VMOS续流信号进行放大处理；

驱动信号合成电路：对调宽式脉冲控制电路生成的PWM调宽式脉冲信号、电压采样电路输入的交直流信号、正负极信号或续流信号以及电源信号进行合成，生成合成信号(包括极性、交流、直流、调宽信号)；然后根据合成信号进行自动分配，区分为VMOS开关信号和VMOS续流信号；

调宽式脉冲控制电路：根据输入采样电路和/或输出采样电路输入的电流采样信号生成PWM调宽式脉冲信号；

续流电压采样电路：对VMOS开关电路和续流电路的电流信号进行采样，产生交直流信号、正负极信号或续流信号，并将上述信号输入至驱动信号合成电路；

输入电流采样电路：对输入电源输入经过续流电感的电流进行采样，生成采样信号并将采样信号提供给调宽式脉冲控制电路进行处理；

以下结合附图对本发明进行详述：

IC1(UCC28084或其它同类器件)，为标准双端交替输出PWM控制器，通过器件1端(OC)控制PWM调宽输出，输出交替PWM波形P1、P2。

R1、R5、C12、Z4对续流波形PA进行检测整形，形成波形P3。其中，稳压管Z4保持P3的电压稳定，电容C12用以滤波，使得在PA出现高电平时能够使P3持续高电平。

R4、R3、C11、Z3对续流波形PB进行检测整形，形成波形P4。其中，稳压管Z3保持P4的电压稳定，电容C11用以滤波，使得在PB出现高电平时能够使P4持续高电平。

IC2(CD4071或其它同类器件)，为标准2输入或门，其中：Ao＝A1+A2、Bo＝B1+B2、Co＝C1+C2、Do＝D1+D2，对P1、P2、P3、P4进行逻辑合成后形成交错输出PWM控制波形。

IC3、IC4(IR442或其它同类器件)，为标准驱动器，其中：Ao＝Ai、Bo＝Bi，对VMOS进行高速大电流驱动，以降低VMOS开关功耗提高转换效率。

CS1、CS2、D4、D5、R21、C13组成电流传感、鉴别、检测电路，自动检测出PWM开通时电源高端VMOS通过的电流波形。同时超其电路具有很低的功耗，采用电流传感系数＜100、采样控制电压＜0.5V，控制功耗Pe＜0.5×IO×0.01＝0.005×IO(IO为导通电流)，当IO为20A时：Pe＜0.05×20＝0.1W。

C7、C8、C9主要用于进一步消除噪声(窄脉冲)。

L1、D3、C14组成BOOST升压电路的LDC，为了适应输入电源的不对称性，例如单极性直流、单极性方波、单极性三角波等，L1采用差模对称式，也可仅在输入回路的正端或负端设置电感作为L1。

PWM控制电路(IC1)的Ao端口和Bo端口交替输出控制信号P1、P2，且P1、P2之间总保持一个用于续流的间隔时间(对应于PA波形的高电平)。P3、P4由输入回路中的PA、PB波形分压所得。按照如图3所示的P1、P2波形，P1、P2、P3、P4接入触发信号合成电路(IC2)的输入端口，进行如前所述的或逻辑运算后，再分别经开关驱动器IC3、IC4驱动将触发信号分别加至两个VMOS开关电路组(M1、M2；M3、M4)，D3具有两个输入端，分别接至输入回路的正端和负端，正向电流经反向隔离电路D3对C14充电。

M1与M2并联交替工作，M3与M4并联交替工作(每一个VMOS开关本身具有与之并联的二极管)。

在输入交流在波形正半周或输入直流为上正下负，当PWM控制电路(IC1)输出的控制信号P1和P2之一处于高电平时，该XC/DC自动定向BOOST电路处于PWM导通状态，电流在输入回路中从正端依次流经第一组VMOS开关电路组(M1、M2)、第二组VMOS开关电路组(M3、M4)，然后流同负端；由于D3起反向隔离作用，C14上的储能不会反向流回输入回路。

当PWM控制电路(IC1)输出的控制信号P1、P2均为低电平时，则M1、M2上没有触发信号，因此M1、M2不导通，但由于续流电感L1的存在，且M3、M4中的二极管能够形成自地端至输入回路负端的导通回路，从而使电路中因续流电感产生的续流自输入回路的正端经D3对C14充电，并且同时经由输出回路的负载、第二组VMOS开关电路组(M3、M4)，然后流回负端。实际上，一旦电路中存在上述续流，即PA为高电平、PB为低电平，从而使得P1、P2、P3、P4进行或逻辑运算后产生触发信号，使M3、M4导通，由于M3、M4的电阻很小，因此，在续流过程中产生的功耗仍然很小。而且，升压输出本身能够降低线路损耗。比如，Ui＝10(V)，升压后Uo＝50(V)，则根据P＝U²/R可知，线路损耗仅为原来的1/5.

举例说明本发明的低功耗：电路中采用R_DS＝0.001Ω低导通电阻N沟道VMOS管，在PWM开通期间M1、M2交错导通，VMOS导通电阻R_DS＝0.001Ω，M3、M4双管并联交错导通，VMOS导通电阻R_DS＝0.001Ω/2＝0.0005Ω，若还是输入20A电流，则导通电压为：U1＝0.001×20＝0.02V，U2＝0.0005×20＝0.01V，识别定向功耗为：Pe＝20×(0.02+0.01)＝0.6W；在PWM关断期间M1、M2截止关断，M3、M4双管并联交错导通续流，VMOS导通电阻R_DS＝0.001Ω/2＝0.0005Ω，若是20A续流电流，则导通电压为：U2＝0.0005×20＝0.01V，识别定向功耗为：Pe＝20×0.01＝0.2W。较之于现有技术的整流识别定向电路40W的功耗，本发明的XC/DC自动识别定向BOOST电路功耗显著降低。

若反向隔离电路D3也采用同步的VMOS开关电路(其触发信号与PA和PB的波形同步)，则可利用VMOS开关电路电阻小的特性进一步降低线路损耗。尤其在BOOST输出较低时转换效率的提高更为显著。

VMOS开关在触发信号作用下，能够根据所加电压极性实现正向或反向导通，基于此特性，在输入交流在波形负半周或输入直流为上负下正时，该XC/DC自动定向BOOST电路的工作过程与上述导通、续流过程原理相同，且由于第一组VMOS开关电路组(M1、M2)与第二组VMOS开关电路组(M3、M4)采用对称电路结构，在Ui负半周VMOS导通和续流是完全可逆的。比如，当PWM控制电路(IC1)输出的控制信号P1、P2均为低电平时，则M3、M4上没有触发信号，因此M3、M4不导通，而由第一组VMOS开关电路组(M1、M2)实现续流过程。

可见，该BOOST电路能够自动完成对双极性电源(交流正玄波、方波、三角波，交流工频、中频、低频、超低频)的自动识别定向；及对单极性电源(直流、直流方波、直流三角波等)的自动识别定向，交流双极性电源及直流单极性电源可以不分正负任意接入。

另外，在负载前加入的输出安全控制电路，包括基准电压源、比较器A、比较器B、三极管N1和稳压管Z5；该输出安全控制电路的输入端接BOOST直流输出电压，输出端接负载，所述输入端和输出端所在的主回路上串联设置有VMOS管M5和限流电阻R24，其中，VMOS管M5的基极经三极管N1接至所述输出端的负端，三极管N1的基极接至所述基准电压源；所述输出端并联有一个滤波电容和一个反馈支路，该反馈支路上依次串联有分压电阻R14和RC电路；

比较器A的正相输入端接入该反馈支路，经分压电阻R14接至所述输出端的正端，比较器A的负相输入端接基准电压，比较器A的输出端依次经串联的电阻R13、电阻R27、电阻R22接至所述输入端的负端；

比较器B的正相输入端接入电阻R13、电阻R27和电阻R22所在的串联支路，其接入节点位于电阻R27与电阻R22之间；比较器B的负相输入端经电阻R6接至所述输出端的负端；比较器B的输出端接至三极管N1的基极。

在VMOS管M5的基极与三极管N1的漏极之间引出一个支路至VMOS管M5的源极，该支路上设置有稳压管Z1。

所述基准电压由与所述基准电压源串联的2.5V稳压管提供。

比较器B的正相输入端的接入节点还通过滤波电容接至所述输出端的负端。

比较器A和比较器B构成一个双封装比较器。

该双封装比较器优选LH2903、LM2903或其它同类器件。

IC5为标准高速比较器电路(双比较器)，比较器B、N1、M5组成恒流控制电路。B-端电压V3＝0V，B+端电压为：

V2＝R22×V1/(R22+R27)-Us

上式中，Us＝Is×Rs＝Is×R24

V1电压受比较器A控制，A-端电压VR＝2.5V，A+端电压为：

VL＝UL×R7/(R7+R14)＝RL×Is。

1、限流启动

电路启动(上电)时，VL＜2.5V，比较器A输出低，则R13接入分压。

其中：R13＜＜R25、R13＜＜R27、VR＝2.5V；

V1≈VR×R13/(R13+R25)＝2.5×R13/(R13+R25)

V2＝R22×V1/(R22+R27)-Us＝R22×(2.5×R13/(R13+R25))/(R22+R27)-Us

＝2.5×R22×R13/((R13+R25)(R22+R27))-Is×Rs

设：c1＝2.5×R22×R13/((R13+R25)(R22+R27))

即：V2＝c1-Rs×Is

当V2＝c1-Rs×Is≤0时，比较器B、N1、M5限流输出，限流值为：Is＝c1/Rs。

即能够保证BOOST输出以限流(Is＝c1/Rs)启动。

VL＝UL×R7/(R7+R14)＝RL×Is＝c1×RL/Rs

因此，只需要配置相应的阻值，使得BOOST负载阻抗较小(短路)时，VL＜2.5V，工作在安全限流状态下。比如，根据Is＝c1/Rs，设置Is在常规值1/4-1/10之间。

2、运行中的常规限流

当BOOST负载阻抗无故障VL≥2.5V时比较器A输出高(开路)，则R13脱离分压，V2＝2.5×R22/(R22+R27+R25)-Us；

设：c2＝2.5×R22/(R22+R27+R25)

即：V2＝c2-Rs×IL

当V2＝c2-Rs×IL≤0时，比较器B、N1、M5限流输出，限流值为：IL＝c2/Rs，

即能够保证BOOST输出以限流(IL＝c2/Rs)工作。

因此，只需要配置相应的电阻阻值，使IL大于正常工作电流，且使VMOS限制在电流、功率的安全范围内。通常，IL设置为常规值的1.1倍至1.5倍之间。

3、正常工作的低功耗

BOOST输出正常工作时，输出电流小于IL，比较器(A、B)输出高(开路)，P沟道VMOS(M5)工作在超低导通电阻(R_DS＝0.005Ω)状态下。

例如：输出功率200W输出电压50V，则输出电流为：Io＝200/50＝4A，

VMOS(M5)上压降为：4×0.005＝0.02，

VMOS(M5)控制功耗为：Pe＝0.02×4＝0.08W，可以看出，正常运行时的控制功耗很低。

4、短路保护

若BOOST电路工作过程中若发生输出短路等故障，导致VL＜2.5V，则比较器A输出低，使比较器B、N1、M5限流输出(参见前述第1种情况)，电路重新进入安全启动(Is)状态，当故障消除后，BOOST自动恢复正常输出。

上述实施例是本发明的最佳实施例，采用这种交错PWM控制方式使M1、M2交错导通，每个VMOS开关工作频率为1/2电路频率，能够使VMOS开关在较低开关频率下工作，大幅降低开关功耗；相应地，电路中L、C器件的工作频率为2倍VMOS管频率，较高的电路工作频率降低了对LC电路中电感(L)量和电容(C)的要求，降低了成本及工艺难度。实际上，基于本发明的导通、续流的基本原理，也可以考虑每个VMOS开关电路组只采用一个VMOS开关，也足以体现本发明的技术效果。比如只保留M1、M3，同样也能够在输入交流在波形正半周或输入直流为上正下负时，由M1、M3实现导通回路，由M3实现续流回路；在输入交流在波形负半周或输入直流为上负下正时，由M1、M3实现导通回路，由M1实现续流回路。当然，在此方案下，也可以尝试让每个VMOS开关的工作频率减半，但这就需要成倍地增大续流电感、储能电容，以满足续流的要求，从而导致成本较高、元器件体积较大、功率密度降低。

Claims (1)

1.一种输出保护型低功耗电源转换电路，其特征在于：包括输入电流采样电路和输出电流采样电路，所述输入电流采样电路的输入端与输入电源的输出端连接，输出电流采样电路的输入端与和输出保护电路的输入端连接，输入电流采样电路和输出电流采样电路的输出端均依次通过调宽式脉冲控制电路、驱动信号合成电路、VMOS开关驱动电路与VMOS开关电路的输入端连接，所述VMOS开关电路的输入端还通过续流电感与输入电源的输出端连接，VMOS开关电路的输出端依次通过反向隔离电路、储能滤波电路、输出保护电路与负载连接；VMOS开关电路的输出端还通过续流电压采样电路与驱动信号合成电路的输入端连接；所述调宽式脉冲控制电路、驱动信号合成电路、VMOS开关驱动电路和续流电压采样电路组成控制电路；

所述VMOS开关电路包括两个串联的VMOS管组，第一VMOS管组是并联交替工作的VMOS管M1、M2，第二VMOS管组是并联交替工作的VMOS管M3、M4，输入电源通过续流电感依次与两个VMOS管组在反向隔离电路输入端之前串联；

所述VMOS开关驱动电路包括两个并联的驱动器，第一驱动器的输入端Ai、Bi与驱动信号合成电路输出端的两个输出接口连接，第一驱动器的输出端Ao、Bo与VMOS管的VMOS开关电路输入端的一组接口连接；第二驱动器的输入端Ai、Bi与驱动信号合成电路输出端的另外两个输出接口连接，第二驱动器的输出端Ao、Bo与开关电路输入端的另一组接口连接；

所述调宽式脉冲控制电路为PWM控制器，PWM控制器的两个输出端Ao、Bo分别接至驱动信号合成电路的一组输入端，PWM控制器采用正激式控制的PWM控制器，导通宽度小于50％；

所述反向隔离电路由与所述VMOS开关电路同步整流的VMOS管组构成，由所述驱动信号合成电路经续流驱动电路同步驱动；

所述输出保护电路包括基准电压源、比较器A、比较器B、三极管N1和稳压管Z5；该输出安全控制电路的输入端接BOOST直流输出电压，输出端接负载，所述输入端和输出端所在的主回路上串联设置有VMOS管M5和限流电阻R24，其中，VMOS管M5的基极经三极管N1接至所述输出端的负端，三极管N1的基极接至所述基准电压源；所述输出端并联有一个滤波电容和一个反馈支路，该反馈支路上依次串联有分压电阻R14和RC电路；

比较器A的正相输入端接入该反馈支路，经分压电阻R14接至所述输出端的正端，比较器A的负相输入端接基准电压，比较器A的输出端依次经串联的电阻R13、电阻R27、电阻R22接至所述输入端的负端；

比较器B的正相输入端接入电阻R13、电阻R27和电阻R22所在的串联支路，其接入节点位于电阻R27与电阻R22之间；比较器B的负相输入端经电阻R6接至所述输出端的负端；比较器B的输出端接至三极管N1的基极。

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