CN103840817A - 规避定频干扰源的取样方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种规避定频干扰源的取样方法，该取样方法包含以下步骤：取得该定频干扰源的频率F；求得一取样频率fs，其中fs=F/n，且n为正整数；以及，电子装置的一取样电路以该取样频率fs进行取样。藉此产生膺频效应，并使该定频干扰源失真成为一个直流电压准位的干扰源，来达到稳定取样电路输出的目的。
Description
技术领域
本发明有关于噪声消除(noise suppression)技术，尤其是关于一种应用于电子装置的取样(sampling)方法，以规避定频干扰源(constant frequency noise)。
背景技术
随着电子装置的快速普及，无线网络支援的数据速率不断提高，新的应用技术也不断地推陈出新。目前电子装置使用时多半会结合一些无线传输技术，例如无线射频传输辨识(Radio Frequency Identification，RFID)技术等，以实现电子钱包、门禁卡、车票、点对点数据传输等等的应用。
然而，当电子装置结合无线传输时，可能会遭遇到环境中不同来源的噪声干扰，其中一种是来自无线传输协定制定的定频干扰源。此定频干扰源产生的高频信号会耦合(coupling)到装置内部的取样电路的输入信号上，而影响该输入信号的电压准位，造成取样电路的输出不稳定。再者，若该取样电路的取样频率远小于该定频干扰源发出的干扰频率，则根本无法利用一般固件(firmware)演算法进行跳频或规避频带的技巧来克服此问题。
为解决上述定频干扰源的问题，因此提出本发明。
发明内容
本发明的目的之一是提供一种规避定频干扰源的取样方法，以规避定频干扰源的问题。
本发明的一实施例提供一种规避定频干扰源的取样方法，该取样方法包含以下步骤：取得该定频干扰源的频率F；求得一取样频率fs，其中fs=F/n，且n为正整数；以及，电子装置的一取样电路以该取样频率进行取样。
当一电子装置的取样电路位在一个受定频干扰源所干扰的环境下而且该取样电路的取样频率远小于该干扰源发出的干扰频率F时，本发明特色在于将该取样电路的取样频率fs设定等于F/n(n为正整数)，藉此产生膺频效应(aliasing)与直流准位效应，使该定频干扰源失真成为一个直流电压准位的干扰源，来达到稳定取样电路输出的目的。
兹配合下列图示、实施例的详细说明及权利要求书，将上述及本发明的其他目的与优点详述于后。
附图说明
图1A及图1B为连续时间信号及其对应离散时间信号的一个例子；
图2A为显示触控板硬件配置的一个例子；
图2B为显示高频信号Sh不断地耦合到输入模拟信号Sa上，而形成一混和信号Sc的一个例子；
图3为本发明一实施例的规避定频干扰源的取样方法的流程图；
图4A为利用本发明的取样方法(步骤S302~S306)于触控板200中进行实验的结果；
图4B为于触控板200中进行另一实验的结果。
附图标记
200触控板
210取样电路
220除频器
230时脉产生器
260NFC天线
具体实施方式
一般信号处理过程中，通过取样，可将一连续时间(continuous-time)信号转换成一离散时间(discrete-time)信号，之后，在一定的条件下，可将该离散时间信号再还原成原连续时间信号。根据取样定理(sampling theorem)，当取样频率fs高于该连续时间信号频宽的二倍时，原连续时间信号可以由其离散时间信号来还原；反之，当取样频率fs低于该连续时间信号频宽的二倍时，信号经取样后造成频谱发生重叠现象，此称为膺频效应(aliasing)，会造成信号失真。
图1A及图1B为连续时间信号(假设频率f1的正弦波)及其对应离散时间信号的一个例子。请观察图1B，取样点刚好都是在波峰的位置，而且任二相邻取样点间皆相隔一个正弦波(sine wave)的周期t1，所以取样频率fs等于f1(f1＝1/t1)，此时，不但会产生膺频效应(因为取样频率fs<2×f1)使信号失真，若把所有取样点连在一起，会刚好形成一个1伏特的直流电压准位(DC voltagelevel)(本说明书中称为直流准位效应)。
须注意的是，图1A及图1B中正弦波的取样方式仅为一示例，实际应用时，无论该连续时间信号是何种波形(如正弦波、方波(square wave)、三角波(triangular wave)、锯齿波(sawtooth wave)等)、无论该连续时间信号的工作周期(duty cycle)为何，只要该连续时间信号的周期t1固定(也就是该连续时间信号的频率f1固定)，当取样信号的取样周期ts被设定等于该连续时间信号的周期的整数倍：ts=n×t1时(换言之，取样频率fs设定等于(f1/n)=1/(n×t1)，(n为正整数)，所有取样点都将会落在该连续时间信号波的特定偏移点上，使任二相邻取样点间皆相隔固定的周期(n×t1)，不但会产生膺频效应(因为取样频率fs<2×f1)，而且会形成一个特定的直流电压准位，因此也产生直流准位效应。
根据上述的理论，当一取样电路位在一个受定频干扰源(具固定频率值F、或具固定周期T)所干扰的环境下而且该取样电路的取样频率远小于该干扰源发出的干扰频率F时，本发明将该取样电路的取样频率fs设定等于F/n(也就是将取样周期ts(=1/fs)设定等于该固定周期T的整数倍：ts=n×T，n为正整数)，藉此产生前述膺频效应与直流准位效应，使该固定频率值F的干扰源失真成为一个直流电压准位的干扰源，来达到稳定取样电路输出的目的。
以下，本发明是以触控装置(例如：触控板touch pad)结合近距离无线通信(near field communication，NFC)技术作为范例说明，当然，本发明不限于此，亦可应用于其他电子装置结合其他无线通信技术上。
触控板整合NFC技术，能让触控板通过NFC实现电子钱包、门禁卡等功能。然而，由于NFC动作时为进行感应会不断地从NFC天线(antenna)持续发射高频信号，此高频信号的频率高达13.56MHZ，对触控板而言，NFC天线就形成一种干扰源。
图2A为显示触控板硬件配置的一个例子。参考图2A，由于NFC天线260配置在触控板200的周遭，对取样电路210不可避免地形成一种干扰源。如图2B所示，NFC天线260发射的高频信号Sh不断地耦合到触控板内的取样电路210的输入模拟信号Sa上，形成一混和信号Sc。高频信号Sh的振幅影响了该输入模拟信号Sa的电压准位，进而造成该取样电路210的数字输出值Sd不稳定。
有鉴于触控板200电路使用的取样频率fs（如数百KHZ量级）远小于该NFC天线260的干扰频率13.56MHZ，本发明将时脉Ss的频率fs设定等于F/n(n为正整数，F为实际量测到的NFC天线260的干扰频率)，以供该取样电路210对该混和信号Sc进行取样，藉此产生前述膺频效应与直流准位效应，使高频信号Sh失真成为一特定的直流电压准位，而减少对输入模拟信号Sa的振幅干扰，进而增加取样电路210的数字输出值Sd的稳定度。
图3为本发明一实施例的取样方法的流程图。本发明应用于一般电子装置，以规避定频干扰源。以下，请参考图2A、图2B、图3，说明本发明的所有步骤。
步骤S302：取得该定频干扰源的频率值F。根据NFC技术规格，NFC天线260的干扰频率应为13.56MHZ，但实作时，难免有误差，本步骤是以实际测量到的NFC天线260的干扰频率值F为准。
步骤S304：求得一取样频率fs，其中fs=F/n，且n为正整数。亦即，取样频率fs必须符合fs=F/n的条件，才能产生前述膺频效应与直流准位效应。
一实施例中，由于取样电路210的取样频段约在数百KHZ量级，因此从多个符合F/n条件的取样频率中，选择其一是落在取样频段中的频率来当作该取样频率fs。在另一实施例中，则是从多个符合F/n条件的取样频率中，选择一个落在取样频段内的最大频率值(亦即n值最小)当作该取样频率fs。举例来说，假设取样电路210的取样频段是在100KHZ~200KHZ的范围以及实测的F=13.56MHz，则从多个符合F/n条件的取样频率中，选择一个落在取样频段100KHZ~200KHZ中的最大频率值(亦即n值最小)当作该取样频率fs，故n=68、fs199KHz。会如此选择的原因是：实作上，取样频率值越低，模拟处理时间花费越久，耗电越多，效能越差。因此，为顾及效能，通常会选择一个落在取样频段中的最大频率值(亦即n值最小)当作该取样频率fs。
步骤S306：该取样电路210以该取样频率fs进行取样。如上所述，一般取样电路210的取样频段约在数百KHZ量级，而一般触控板的系统时脉ck的系统频率约在数十MHZ量级，因此通常利用一除频器(frequency divider)220将时脉产生器(clock generator)230产生的系统时脉ck转换成具该取样频率fs的时脉Ss，以提供给该取样电路210，以便该取样电路210对输入信号Sc进行取样。
图4A为利用本发明的取样方法(步骤S302~S306)于触控板200中进行实验的结果。相关实验数据如下：实际测量到的干扰源260的频率F等于13.056MHz；取样电路210的取样频段是在100KHz~205KHz的范围；从多个符合F/n条件的取样频率中，选择一个落在取样频段100KHZ~205KHZ中的最大频率值(亦即n值最小)当作该取样频率fs，故n=64、fs=204KHz。
另外，图4B为于触控板200中进行另一实验的结果。相关实验数据如下：实际测量到的干扰源260的频率F等于13.056MHz；取样电路210的取样频段是在100KHz~205KHz的范围；取样电路210以取样频率fs1=196KHz进行取样。其中，频率F不是取样频率fs1的整数倍，因此，只会产生前述膺频效应，但无法产生前述直流准位效应(无法使该干扰源260失真成为一个直流电压准位的干扰源)。
一般触控板是使用感应元件阵列来检测手指或笔的触控位置与力道，通常感应元件阵列由一群X方向的导线与一群Y方向的感应线交错排列而成，同时，取决于该触控式面板为电阻式或电容式，物体的触碰会造成电阻值或电容值的改变，每一条导线再分别耦接到取样电路210的输入端。实验进行时，会依序提供一检测信号(driving signal)给X方向与Y方向的各导线，通过依序量测取样电路210的数字输出值Sd，以得到各导线的相对值。利用上述两个实验，来比较取样电路210的数字输出值Sd受NFC天线260所干扰的情况。
须注意的是，图4A及图4B的纵轴刻度的解析度是10位(0~1024计数值(count))，表示取样电路210的数字输出值Sd。图4A及图4B的横轴的左半部是X轴方向导线的输出值Sd，右半部是Y轴方向导线的输出值Sd，因空间限制，X轴只显示其中22笔数据、Y轴只显示其中14笔数据。在图4A及图4B中，实测曲线位于最大值曲线及最小值曲线之间。从图4B的实验结果可以观察到，由于进行实验时，取样电路210使用的取样频率fs1无法产生前述直流准位效应，所以取样电路210的输出值Sd受干扰影响的抖动范围比较大(从100~700计数值)约为600计数值。相对而言，从图4A的实验结果可以观察到，进行实验时，由于取样电路210使用的取样频率fs能够产生前述膺频效应及直流准位效应，所以取样电路210的输出值Sd受干扰影响的抖动范围比较小(从100~300计数值)仅约为200计数值。实验结果证明，本发明的取样方法确实已使输出值Sd达到收敛的效果，增加了输出值Sd的稳定度。
以上所述是理想状况下的操作。实际应用时，电路产生的时脉Ss可能受到外界环境因素影响而产生误差，使得取样电路210的输出抖动无法收敛。例如，若使用电子装置的处理器内建的时脉产生器230(例如：RC起振电路)可能会因工艺、环境等相关因素造成输出的系统时脉ck有频率误差，导致时脉Ss的实际频率值和该取样频率fs之间有误差；再者，NFC天线260的干扰频率值F也可能受到温度或周遭环境因素影响而改变，其均会影响膺频效应与直流准位效应的效果。因此在步骤S306之后，本发明另包含一步骤S308：对取样电路210的输出信号Sd，进行低通滤波(lowpass filtering)处理。请注意，对本发明而言，本步骤并非必须，因此在图3中以虚线标示。一实施例中，该低通滤波处理是利用软件或固件方式来实施，例如，每10个输出信号值Sd作一次平均运算，以缩小取样电路210的输出抖动量及减少误差。当然，本发明不以此为限，只要是能够收敛输出信号Sd的抖动的相关演算法，都属本发明的范围。另一实施例中，该低通滤波处理是利用一低通滤波器(lowpassfilter)来实施。
另一方面，如上所述，若时脉Ss是根据内建的时脉产生器230来输出系统时脉ck时，内建的时脉产生器230可能会因工艺、环境等相关因素造成系统时脉ck有频率误差，导致时脉Ss的实际频率值和该取样频率fs间有误差。有鉴于此，一实施例中，是以较精准的外挂式时脉产生器来取代内建的时脉产生器230，如石英振荡器(crystal oscillator)、振荡器(oscillator)以及共振器(resonator)等元件，这些元件具有低频率误差及低温度系数等优势，可以大幅减少频率误差。
以上虽以实施例说明本发明，但并不因此限定本发明的范围，只要不脱离本发明的要旨，该技术领域普通技术人员可进行各种变形或变更，都属本发明的范畴。
Claims (7)
1.一种规避定频干扰源的取样方法，其特征在于，所述取样方法包含以下步骤：
取得所述定频干扰源的频率F；
求得一取样频率fs，其中fs=F/n，且n为正整数；以及
电子装置的一取样电路以所述取样频率fs进行取样。
2.根据权利要求1所述的取样方法，其特征在于，求得所述取样频率fs的步骤更包含：
所述取样频率fs落在所述取样电路的取样频段内。
3.根据权利要求2所述的取样方法，其特征在于，在求得所述取样频率fs的步骤中，若符合所述取样频段的取样频率fs为多个，则以具最小n值的取样频率fs进行取样。
4.根据权利要求1所述的取样方法，其特征在于，在所述取样电路以所述取样频率fs进行取样的步骤后，另包含以下步骤：
对所述取样电路的输出信号，进行一低通滤波处理。
5.根据权利要求1所述的取样方法，其特征在于，所述取样电路以所述取样频率fs进行取样的步骤包含：
根据电子装置的一系统时脉产生器提供的系统时脉，产生具所述取样频率fs的时脉，以提供所述取样电路进行取样。
6.根据权利要求5所述的取样方法，其特征在于，所述时脉产生器为一振荡器以及一共振器的其中之一。
7.根据权利要求5所述的取样方法，其特征在于，所述时脉产生器为处理器内建的RC起振电路。
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