CN103797719B - 自动调谐电路和一种使天线与无线电接收器匹配的方法 - Google Patents

Abstract

一种自动调谐电路，其用于使天线与无线电接收器匹配。该自动调谐电路包括：可调谐非福斯特电路，其用于使接收器与天线耦合；以及感测和反馈电路，其用于感测可调谐非福斯特电路和天线的组合电容，并用于调谐可调谐非福斯特电路以自动最小化可调谐非福斯特电路和天线的组合电容。

Description

自动调谐电路和一种使天线与无线电接收器匹配的方法

相关申请的交叉引用

本申请是于2011年7月6日提交的申请号为13/177,479、标题为“WideBandwidthAutomaticTuningCircuit”(“宽带宽自动调谐电路”)的美国专利申请的部分继续申请，该美国专利申请的公开内容通过引用方式并入本申请中。

本申请还涉及并要求于2011年7月6日提交的申请号为61/505,037、标题为“Differentialnegativeimpedanceconvertersandinverterswithtunableconversionratios”(“带有可调谐转换率的差分负阻抗变换器和逆变器”)的美国临时专利申请的优先权，该美国临时专利申请的公开内容通过引用方式并入本申请中。

技术领域

本技术涉及一种宽带宽自动调谐电路。自动调谐电路用于将发射器和/或接收器连接到天线，以实现比直接将发射器和/或接收器连接到天线的情况下更好的阻抗匹配。

背景技术

可使用的无线电频谱是有限的，且传统上可用的频谱已经被诸如美国联邦通信委员会之类的政府机构授权给特定用户或用户组。此许可模式可能即将改变。在由《IEEESpectrum》出版的文章“TheEndofSpectrumScarcity”(“频谱稀缺的结束”)中，作者注意到虽然一些可用的频谱是拥挤的，但许多可用的频谱并未被充分利用。他们预测未来频谱是被协作共享的，且智能天线将自适应地锁定到定向信号上，而且当在传输模式中使用时，智能天线的操作是定向的，而不是全方向的。

在频谱共享方面，这样做的一种方式是通过对扩频技术的使用。超宽带(UWB)技术使用超宽带宽(如超过500MHz)以传输信息，其理论上至少不应当干扰现有的窄带许可(窄带许可的窄带传输的带宽在0.5到15KHz的范围内)。

另一个目前在讨论的频谱共享技术是认知无线电，其设想是基于需要，利用无线电频谱尚未充分利用的部分。当无线电频谱的不同局部或部分没有被另一个用户有效地使用的时候，认知无线电可以适应于使用这些局部或部分。

UWB和认知无线电都需要具有带宽明显宽于在现今大多数传统无线电设备上所发现的带宽的宽带通信设备。可以相信，未来无线电设备会运作在比现今的典型无线电设备的带宽宽得多的带宽上。

众所周知，在使用传统(即，无源)匹配网络时电气小型天线(ESA)的性能是受限制的。具体地，ESA具有高品质因数，从而导致带宽和效率之间的折中。ESA的最普遍的定义是(有源元件的)最大尺寸不超过天线预期运作频率的波长的1/2π的天线。所以，对于长度为λ/2π的偶极天线，直径为λ/2π的环，或者对角线尺寸为λ/2π的贴片，会被认为是电气小型的。

ESA非常流行。它们能使天线很小。但由于很小，它们的带宽会非常窄。

对与接收器和/或发射器一起使用且运作在频带上、特别是相较于所利用频率其尺寸不当(电气小型)的天线的常规处理方式是使用天线匹配网络。天线匹配网络只在某些特定频率下理想地运作，因此，如果发射器或者接收器改变频率，则匹配网络一般应当被重新调谐以尝试获得天线与发射器或接收器之间的理想匹配。

美国专利4,234,960教导了一种无源自适应天线匹配。美国专利4,234,960中的天线由使用电机来调整的无源调谐电路谐振。相位检测器感测电抗的存在，并驱动电机直到此电抗已经被消除。这方面有两个缺点：1)由于无源调谐电路的使用，带宽是很窄的，这样就必须使用粗调(频率感测)和细调，而且2)电机驱动调谐要比电子调谐慢。

A.V.Bezooijen等人在2007IEEERFIC座谈会上发表的“RF-MEMSbasedadaptiveantennamatchingmodule”(“基于RF-MEMS的自适应天线匹配模块”)，以MEMS切换电容器阵列来谐振天线。相位检测器感测输入电抗的相位，并依据相位的符号，使匹配电路的电容向上或向下步进增量1。其缺点是：1)正电容不能使单极型ESA谐振；2)无源匹配电路导致ESA的窄带解决方案；而且3)数字调谐给出有限的状态数量。

非福斯特(Non-Foster)匹配网络通过使用有源电路来将负电容器和负电感器合成到天线匹配网络中，从而克服了无源电路的局限性。放置正确时，这些电路可以直接将其从天线的电抗中减去。例如，6英寸的单极天线的电抗可被3pF的电容器在远低于谐振的频率下近似。当与-3.1pF的非福斯特电容器结合时，净电抗由93pF的电容器给出(利用下述等式(3))，由于电抗减少了30倍，因此带来了30倍的改善。

在非福斯特匹配足够鲁棒到可以配置到产品中之前，这种近似有两个相关的问题需要解决：稳定性和精度。负电容是使用反馈电路实现的，反馈电路的稳定性同时依赖于内部电路参数和负载阻抗；不稳定导致振荡(即，来自电路的周期波形的发射)或闭锁。不幸的是，最优阻抗匹配通常出现在稳定裕度趋近于零的点附近。由于非福斯特匹配涉及大电抗的相减，因此需要高精度(公差～1/Q)以同时保证稳定性和最优天线效率。考虑刚刚给出的例子，其中具有可以由3pF的电容器在远低于谐振的频率下近似的电抗的6英寸单极天线与-3.1pF的非福斯特电容器结合。理论上，这种匹配在使用-3.05pF的非福斯特电容器的情况下会更好，但如果净电容变为负的(参见等式(3))，那么这种匹配就是不稳定的。在制作天线和电路或装置时，可能一直都会有制造公差，但是随着精度的提升，更好地匹配网络可以用绝对值更加接近天线电容的非福斯特负阻抗电容器来设计。但是精度和稳定性是相关的，这是因为能够制造组件的精度(或缺乏精度)会影响不稳定情况的可能性，该不稳定情况由于组合的天线阻抗和匹配网络阻抗为负的而出现。

组件和制造公差，以及温度和环境负载效应，表明了通过使用现有技术的非福斯特电路来实现即使10％的误差也是有挑战性的。

拥有用于将发射器和/或接收器耦合到天线(尤其是ESA)的鲁棒的非福斯特自动调谐电路，对于在汽车上的使用是很有用的，因为它会允许天线设计进一步减小尺寸，这又可以产生更美观的汽车设计，而在交通工具(包括汽车、卡车、火车、飞机、船舶和船只)中一般更小的天线有可能减少阻力，从而提升效率。这项技术还有更多的应用，如前文所述的认知无线电和UWB无线电。

发明内容

本技术的一个方面中，提供了一种自动调谐电路，其用于使天线与无线电接收器匹配，该自动调谐电路包括：可调谐非福斯特电路，其用于使所述接收器与所述天线耦合；以及感测和反馈电路，其用于感测所述可调谐非福斯特电路和所述天线的组合电抗，并用于调谐所述可调谐非福斯特电路以自动最小化所述可调谐非福斯特电路和所述天线的组合电抗。所述接收器可以是收发器。

在另一个方面中，本技术提供了一种调谐电路，其用于使天线与可变频率振荡器匹配，该自动调谐电路包括：可调谐非福斯特电路，其用于使所述可变频率振荡器与所述天线耦合；以及感测和反馈电路，其用于感测所述可调谐非福斯特电路和所述天线的组合电抗，并用于调谐所述可调谐非福斯特电路以最小化所述可调谐非福斯特电路和所述天线的组合电抗。

一种使天线与无线电接收器匹配的方法，该方法包括：将可调谐非福斯特电路耦合在所述接收器和所述天线之间，所述接收器和所述天线具有组合电抗；在感测电路中感测所述可调谐非福斯特电路和所述天线的组合电抗；以及调谐所述可调谐非福斯特电路，以最小化由所述感测电路所感测到的所述可调谐非福斯特电路和所述天线的组合电抗。所述接收器可以是收发器。

附图说明

图1是自动调谐非福斯特匹配电路的示意性框图。

图2是示例性可调谐非福斯特负电容器的示意图。负阻抗转换器将模型电容器Cm变换为一个负电容-Cm。可变电容Cvar提供可调谐性。

图3描绘了SPICE仿真的仿真设置。图1和图2的电路已经使用理想的非福斯特负电容器和理想的双平衡混频器进行过仿真。

图4描绘了图3的SPICE仿真的时域结果。电路在35微秒内收敛到最优效率。效率提升超过10dB。

图5描绘了原型可变非福斯特电路的示意图。

具体实施方式

本技术提供一种自动调谐非福斯特匹配电路，其在一个频率下自动驱动输入电抗(X_in)至零，其中X_in是输入阻抗(Z_in)的虚部，故Z_in＝R_in+jX_in。众所周知，电气小型天线(ESA)的性能在使用传统(即，无源)的匹配网络时是受限制的，这是由较高的天线Q引起的。非福斯特电路(NFC)通过合成负电容器或负电感器，之后将它们串联(例如，当使用负电容器以匹配单极天线或偶极天线时)或并联(例如，当使用负电感器以匹配缝隙天线或环形天线时)放置使得它们在很宽的带宽上消除天线电抗，由此将天线电抗减少几个数量级。期望高精度以有效地消除天线电抗。此外，NFC是有条件地稳定的，且在消除天线电抗的最佳点处，通常具有非常小的稳定裕度。因此，在保持电路稳定的同时，非常精确地设计并控制NFC电路以优化性能是很重要的。

考虑串联R-L-C电路，输入阻抗由下述等式(1)给出：

Z_in＝R+sL+1/sC等式(1)

其中R是电阻，L是电感，C是电容，s＝jω，ω是角频率，且j＝sqrt(-1)。在被接收器阻抗R₀端接时，回路被创建为具有阻抗Z_loop＝Z_in+R₀＝R'+sL+1/sC。文献中已示出，若Z_loop在右半平面(RHP)

有零点，则系统是不稳定的；Z_loop具有零点由下述等式(2)给出：

$S_z=0.5(-\frac{R^{\′}}{L}\±\sqrt{{\left(\frac{R^{\′}}{L}\right)}^2-\frac{4}{LC}})$ 等式(2)

可以看出，当R’和L都>0时，当且仅当C<0时S_z有RHP解。因此，为了稳定，净电容必须为正。此外，当C为正的时，此电路在由给出的频率处谐振。利用非福斯特匹配，由NFC产生的负电容-C_NF与天线的正电容C_a串联连接，产生由下述等式(3)给出的净电容：

$C=\frac{-C_a{C}_{NF}}{C_a-C_{NF}}$ 等式(3)

因此，通过以适当低于-C_a的-C_NF开始并调谐-C_NF以趋近-C_a，电路可以被调谐为在f_o处谐振同时保持稳定。理论上，-C_NF可以等于-C_a(如此可以产生完美消除)，但如果两个电容的组合是一个负值，则状态就不稳定了。所以在实践中，-C_NF被优选地调谐为只是接近于-C_a，并且它们的差异由反馈回路的增益设置。

图1中的电路包括可调谐负(即，非福斯特)电容器C_NF、用于实时感测电抗的感测电路10、以及自动将输入电抗X_in驱动至零的相关的反馈回路15。在此实施例中，感测电路也被认为是反馈回路的一部分。假设天线是单极天线，其长度通常远小于波长的四分之一以能够将该天线装入装置内，该装置同时收纳相关的接收器和发射器(收发器)，例如，该装置是手机(特别是需要在不同频带的范围内运作的收发器，如多频段手机)。任何带有串联型第一谐振的天线都可用来代替单极天线，例如偶极天线、贴片天线、F天线等等。此外，具有并联型谐振的感应天线(如，缝隙天线和环形天线)可在负(即，非福斯特)电容器C_NF被可变负电感代替时使用。在此替代实施例中，负电感与天线串联放置。此替代实施例不如使用负(即，非福斯特)电容器C_NF的实施例理想。

本技术主要适用于具有串联型第一谐振的天线，这是因为天线、NFC和L_meas的组合电抗在NFC的电抗变化时必须只有一个过零点。对于具有分路调谐元件的并联型谐振，上述结论是不正确的，因为L_meas与分路元件串联。因此，电抗有零点或两个过零点。单极天线和偶极天线是电容性的且拥有串联型第一谐振；缝隙天线和环形天线是电感性的且拥有并联型第一谐振。如前段所述，本技术也适用于具有串联负电感器的并联谐振天线。

感测电路10包括可变频率振荡器19(其可由电压控制的振荡器或VCO实现)，可变频率振荡器19通过开关(开关1)在期望的运作频率下注入信号；此信号可以是用于发射器或收发器应用的发射信号或一个切换到信道上(通过开关1)的低输出功率振荡器，以便为接收应用来测量Z_in处的电抗。若图1中的电路只在接收器应用中使用，那么低输出功率振荡器19可以被优选地设计成生成这样的低功率，以至于接收器不需要被诸如美国的FCC之类的政府授权机构授权为发射器(少量功率被发送到天线)。如果图1中的电路要在收发器应用中使用，那么收发器的发射器部分可以被方便地作为可变频率振荡器19使用。

使用单端缓冲器11(其可被实现为运算放大器(OpAmp))来直接感测输入电压，且通过在专门针对测量电抗而插入的小电感器L_meas的两端连接差分缓冲器12(其可被实现为OpAmp)来感测输入电流。此小电感可只施加一或二欧姆的电抗，且其值是取决于所需敏感度的设计选择。L_meas两端的电压与输入电流成正比，但偏移了90°。因此，使用双平衡混频器将电压和电流信号相乘(如有需要，使用低通滤波器来只保留DC输出)，直接得出电抗测量值。在本具体实施方式中此双平衡混频器被认为是反馈电路的一部分，但是它也可被认为是感测电路10的一部分。

应当利用双平衡混频器13以保留电抗的符号。之后电压被应用到OpAmp14，产生用于可调谐负电容器的调谐电压，使得输入阻抗(X_in)被驱动到零。

此电路可用于两种模式：连续调谐和周期调谐。连续调谐用于发送天线匹配。在此模式中，在中心频率f_o下持续施加信号，反馈回路一直开启且不需要采样和保持电路16，而且不需要模式控制开关或电路21。周期模式用于接收天线匹配。在周期模式中，(响应于模式控制开关或电路21的状态)电路在开关1处在接收器与振荡器19之间切换。模式控制开关或电路21有两种状态：调谐状态和接收状态。当模式控制开关或电路21处在调谐状态时，振荡器19将信号应用于感测电路10中且反馈电路15将电抗驱动到零，同时采样和保持电路16对调谐电压进行采样。当模式控制开关或电路21处在接收状态时，电路在开关1处被切换到接收器，但刚刚决定的调谐电压被采样和保持电路16持续保持。在优选实施例中，电路以适当低于-C_a的-C_NF启动，且在每个调谐状态的开始时可以被重置到该水平。电路可以以足够快的间隔被切换到它的调谐模式以适应由温度或动态环境造成的环境变化，且可以处在刚好足够长的调谐(即，发送)模式以调谐天线，从而使接收的中断最小化。在一个示例中，电路可以每50毫秒就切换到调谐模式并持续处于该模式50微秒。

在接收器处在接收状态的同时，采样和保持电路16将调谐电压保持在NFC上。周期性地进行此操作的原因是：

(1)天线的特性会改变。典型的例子是手机在用户手中和在桌面上时的不同阻抗会导致振荡。温度效应可额外地影响手机的特性。这些变化是本发明的主要动机。

(2)针对不同的运行模式调谐到不同的频率是有益的(如，在一个时刻为1.8GHz，之后在另一个时刻为FM或TV广播频率)。

变压器17优选地将感测电路耦合到天线18和NFC(在此实施例中被实现为负电容器-C_NF)。根据天线匹配的配置，NFC可替换地被实现为负电感器。本领域中已知许多利用可变电容器和/或电感器的天线匹配电路，在这样的电路中的可变电容器或电感器中选择一个以被实现为负电抗元件(即，负电容器或负电感器)可以对天线匹配电路的带宽产生深远的影响。

天线18可以是任意一种天线，但如果利用了ESA，那么天线18优选地为偶极天线或单极天线，这是因为这些天线类型经常使用ESA。

图2中示出示例性可调谐NFC，作为相同电路的三种不同表示。左手边是一个具有两个变容二极管的电路，其在电气上等效于显示了代替两个变容二极管的可变电容器的中间表示。右手边是结果(-(C_m-C_var))。此电路是基于林维尔(Linvill)的浮动负阻抗变换器(NIC)的，但却是对该NIC的改进，结果得到可调谐负电容。正电容C_m连接在双极型晶体管Q1和Q2的集电极之间。从发射极向内的输入阻抗由-1/jωC_m给出；因此，C_m和NIC的组合等效于值为-C_m的电容器。电容为C_var的可变电容器(在中间的表示中)连接在Q1和Q2的发射极之间；其与-C_m结合以给出由两个发射极之间的-(C_m-C_var)给出的可调谐电容。左手边的实施例中，可变电容器由背对背的反向偏置变容二极管D1和D2实现，其中来自采样和保持电路16的偏置电压被施加到相对于发射极电压的V_var结点。

已经对图1和图2中的电路执行了SPICE仿真，图3示出了该仿真的设置。天线18被建模成带有值的串联R-L-C电路，且被电压控制的负电容器19调谐，该负电容器19的以pF为单位的电容值由-C＝-80-35*Vc给出，其中Vc是控制电压(等于图2中的V_var)。电压源V2和开关S1设置初始偏置状态(-C＝-150pF)，且反馈回路在10微秒处关闭。电压和电流感测缓冲器用高速运算放大器来实现，双平衡混频器用假设为理想的乘法和6dB插入损耗的行为模型来实现。反馈回路的最终元件是高精度运算放大器，以将电抗驱动到零。仿真表明在25微秒内收敛到最佳效率(-6.7dB)。最终的非福斯特电容值是-C＝-101pF，这将总电容从100pF提高到8.9nF并使天线在2MHz下谐振。

图2和图5的电路已经被建立并测试。测试结果在本申请的标题为“ANon-Foster-EnhancedMonopoleAntenna”(“一个非福斯特增强的单极天线”)的附录A(AppendixA)中讨论。在该实施例中，经过测试，Cm被选定为5.6pF电容器，而在该实施例中Cvar应当优选地具有约4到10pF的调谐范围，所以该实施例中串联的二极管D1和D2应当具有约2到5pF的调谐范围。

图2中的电路示出可能的NFC实施例以实现负电容器-C_NF。其他NFC在通过引用方式并入本申请中的上述标识的美国临时专利申请中描绘。特别是，上述美国临时专利申请的图1(c)所示的可调谐NFC可用于代替本申请图2中的电路。由于上述美国临时专利申请图1(c)所示的可调谐NFC如其中描述那样的是可调谐的，因此在其负阻抗输出端处不需要加入电容器Cvar，但电容器Cvar(最好被实现为二极管D1和D2)可与本申请图2所建议的对林维尔电路的改进类似地加入到负阻抗输出端。

如同样在附录A中提到的，与Cm串联地加入一些电阻会在NFC的输出处产生负电阻，这反过来会增加增益。

即使由于与晶体管Q1和Q2相关联的寄生电容而省略Cm，图2中的电路也会产生负电容。由于变容二极管D1和D2贡献了比Cm的值稍小的正电容，因此我们发现最好包括电容器Cm从而获得相当小的负电容，该负电容正是提供与电气小型天线的匹配所需要的。如果Cm被省略了，电路理论上工作得很好，但是在寻找变容二极管D1和D2时存在实际问题，变容二极管D1和D2会贡献正电容，此正电容比由关联于晶体管Q1和Q2的寄生电容所贡献的值稍小。

图5描绘了负电容电路30的优选实施例的示意图，其中在端子31和32间出现了可变负电容。应当显而易见的是，电路30的芯33与参照图2来描述的实施例几乎一样，并且包括晶体管Q1和Q2、电容Cm和接收调谐电压Vvar的反向偏置变容二极管对。此外，电阻器R2和R6补偿电路的寄生电阻；电阻器R7对RF信号呈现高阻抗；隔直流电容器C4和C5允许Q1和Q2的集电极和基极之间有电位差，且电容器C6将电路的芯交流耦合到引脚31。在优选实施例中，引脚32可被连接到天线，而引脚31可被连接到变压器17或电抗感测电路10。电流源34和35接受控制电压Vcur，并且促使电流流过晶体管Q1和Q2(最好每个10mA)，且电阻器R1和R2被连接在Q1和Q2各自的集电极与电源电压36(优选为20V)之间。电阻器R4和R5完成偏置网络，分别在Q1和Q2的集电极和基极之间产生电位差。

对本领域技术人员而言显而易见的是，虽然图5中示出的是NPN晶体管，但可以通过倒置电源电压来用PNP晶体管代替。而且，在对偏置网络稍作修改的情况下，场效应晶体管(FET)或其他晶体管类设备就可以用来代替双极晶体管。

其他NFC在通过引用方式并入本申请中的上述标识的美国临时专利申请中作出了描述。特别是，上述美国临时专利申请的图1(c)示出的可调谐NFC可被用于代替本申请图5中的电路。此NIC电路将模型正电容转换为负电容，该负电容的值由两个电阻器的电阻值的比来缩放。因此，NFC电容可通过改变上述标识申请中描述的至少一个电阻来改变。同样在上述标识的美国临时专利申请中描述了可以从正电感器或正电容器中产生负电感的电路。这些电路中的任意一个可通过选择要成为可变的单个电阻器来作为本申请的图1中的可调谐NFC被插入，从而以单个控制电压来形成可变的NFC。

已结合特定实施例来描述了本发明，本领域技术人员将容易想到各种改进。因此，本发明不限于所公开的实施例，除非所附的权利要求具体地进行了限定。

优选包括本申请中所描述的所有元件、部件和步骤。显然，对本领域技术人员来说应当理解的是，这些元件、部件和步骤中的任意一个都可以被其他元件、部件和步骤代替或被完全删除。

本文已公开了至少一种用于将天线匹配到无线电接收器的自动调谐电路。此自动调谐电路包括用于使接收器和天线耦合的可调谐非福斯特电路；以及感测和反馈电路，所述感测和反馈电路用于感测可调谐非福斯特电路和天线的组合电容，并用于调谐可调谐非福斯特电路以自动最小化可调谐非福斯特电路和天线的组合电容。

构思

在本文中公开了下述构思。

构思1.一种自动调谐电路，其用于使天线与无线电接收器匹配，该自动调谐电路包括：

可调谐非福斯特电路，其用于使所述接收器与所述天线耦合；以及

感测和反馈电路，其用于感测所述可调谐非福斯特电路和所述天线的组合电抗，并用于调谐所述可调谐非福斯特电路以自动最小化所述可调谐非福斯特电路和所述天线的组合电抗。

构思2.根据构思1所述的自动调谐电路，其中，所述可调谐非福斯特电路包括其它不可调谐非福斯特电路，在所述其它不可调谐非福斯特电路的负阻抗输出端上添加可变电容，从而使所述其它不可调谐非福斯特电路可调谐。

构思3.根据构思2所述的自动调谐电路，其中，所述可变电容由与所述其它不可调谐非福斯特电路的负阻抗输出端并联耦合的反向偏置的变容二极管提供，串联耦合的所述变容二极管之间的结点提供了到所述可调谐非福斯特电路的控制输入端。

构思4.根据构思1、2或3所述的自动调谐电路，其中，所述感测和反馈电路包括：

感测装置，当RF信号通过所述感测装置被施加到所述天线和所述可调谐非福斯特电路时，所述感测装置用于感测与所述天线和所述可调谐非福斯特电路相关联的输入阻抗；以及

运算放大器，该运算放大器的输出端被耦合到所述可调谐非福斯特电路的控制输入端。

构思5.根据构思1、2、3或4所述的自动调谐电路，其中，所述感测和反馈电路进一步包括采样和保持电路，该采样和保持电路被耦合在所述运算放大器和所述可调谐非福斯特电路的所述控制输入端之间。

构思6.根据构思1所述的自动调谐电路，其中，所述感测和反馈电路包括：

感测装置，当RF信号通过所述感测装置被施加到所述天线和所述可调谐非福斯特电路时，所述感测装置用于感测与所述天线和所述可调谐非福斯特电路相关联的输入阻抗；以及

运算放大器，该运算放大器的输出端被耦合到所述可调谐非福斯特电路的控制输入端。

构思7.根据构思6所述的自动调谐电路，其中，所述感测和反馈电路进一步包括采样和保持电路，该采样和保持电路被耦合在所述运算放大器和所述可调谐非福斯特电路的所述控制输入端之间。

构思8.根据构思1所述的自动调谐电路，其中所述可调谐非福斯特电路模拟可变负电容器，且其中所述天线是偶极天线或单极天线。

构思9.一种调谐电路，其用于使天线与可变频率振荡器匹配，该自动调谐电路包括：

可调谐非福斯特电路，其用于使所述可变频率振荡器与所述天线耦合；以及

感测和反馈电路，其用于感测所述可调谐非福斯特电路和所述天线的组合电抗，并用于调谐所述可调谐非福斯特电路以最小化所述可调谐非福斯特电路和所述天线的组合电抗。

构思10.根据构思9所述的调谐电路，其中，所述可调谐非福斯特电路包括其它不可调谐非福斯特电路，在所述其它不可调谐非福斯特电路的负阻抗输出端上添加可变电抗，从而使所述其它不可调谐非福斯特电路可调谐。

构思11.根据构思10所述的调谐电路，其中，所述可变电抗由与所述其它不可调谐非福斯特电路的负阻抗输出端并联耦合的反向偏置的变容二极管提供，串联耦合的所述变容二极管之间的结点提供了到所述可调谐非福斯特电路的控制输入端。

构思12.根据构思11所述的自动调谐电路，其中，所述感测和反馈电路包括：

感测装置，当RF信号通过所述感测装置被施加到所述天线和所述可调谐非福斯特电路时，所述感测装置用于感测与所述天线和所述可调谐非福斯特电路相关联的输入阻抗；以及

运算放大器，该运算放大器的输出端被耦合到所述可调谐非福斯特电路的控制输入端。

构思13.根据构思12所述的自动调谐电路，其中，所述感测和反馈电路进一步包括采样和保持电路，该采样和保持电路被耦合在所述运算放大器和所述可调谐非福斯特电路的所述控制输入端之间。

构思14.根据构思9所述的自动调谐电路，其中，所述感测和反馈电路包括：

感测装置，当RF信号通过所述感测装置被施加到所述天线和所述可调谐非福斯特电路时，所述感测装置用于感测与所述天线和所述可调谐非福斯特电路相关联的输入阻抗；以及

运算放大器，该运算放大器的输出端被耦合到所述可调谐非福斯特电路的控制输入端。

构思15.根据构思14所述的自动调谐电路，其中，所述感测和反馈电路进一步包括采样和保持电路，该采样和保持电路被耦合在所述运算放大器和所述可调谐非福斯特电路的所述控制输入端之间。

构思16.根据构思9所述的自动调谐电路，其中所述可调谐非福斯特电路模拟可变负电容器，且其中所述天线是偶极天线或单极天线。

构思17.一种使天线与无线电接收器匹配的方法，该方法包括：

将可调谐非福斯特电路耦合在所述接收器与所述天线之间，所述接收器和所述天线具有组合电抗；

在感测电路中感测所述可调谐非福斯特电路和所述天线的组合电抗；并且

调谐所述可调谐非福斯特电路，以最小化由所述感测电路所感测到的所述可调谐非福斯特电路和所述天线的组合电抗。

构思18.一种可调谐非福斯特电路，包括：

常规非福斯特电路，其具有实现负电容的输出端；以及

可变电容器，其与所述常规非福斯特电路的实现负电容的输出端并联耦合，所述可变电容器具有比所述常规非福斯特电路所实现的所述负电容的绝对值小的电容，使得通过改变所述可变电容器而在所述常规非福斯特电路的所述输出端上实现可变负电容。

Claims (18)

1.一种自动调谐电路，其用于使天线与无线电接收器匹配，该自动调谐电路包括：

可调谐非福斯特电路，其用于使所述接收器与所述天线耦合，以及

感测和反馈电路，其用于感测所述可调谐非福斯特电路和所述天线的组合电抗，并用于调谐所述可调谐非福斯特电路以自动最小化所述可调谐非福斯特电路和所述天线的组合电抗。

2.根据权利要求1所述的自动调谐电路，其中，所述可调谐非福斯特电路包括其它不可调谐非福斯特电路，在所述其它不可调谐非福斯特电路的负阻抗输出端上添加可变电容，从而使所述其它不可调谐非福斯特电路可调谐。

3.根据权利要求2所述的自动调谐电路，其中，所述可变电容由与所述其它不可调谐非福斯特电路的负阻抗输出端并联耦合的反向偏置的变容二极管提供，串联耦合的所述变容二极管之间的结点提供了到所述可调谐非福斯特电路的控制输入端。

4.根据权利要求3所述的自动调谐电路，其中，所述感测和反馈电路包括：

感测装置，当RF信号通过所述感测装置被施加到所述天线和所述可调谐非福斯特电路时，所述感测装置用于感测与所述天线和所述可调谐非福斯特电路相关联的输入阻抗；以及

运算放大器，该运算放大器的输出端被耦合到所述可调谐非福斯特电路的控制输入端。

5.根据权利要求4所述的自动调谐电路，其中，所述感测和反馈电路进一步包括采样和保持电路，该采样和保持电路被耦合在所述运算放大器和所述可调谐非福斯特电路的所述控制输入端之间。

6.根据权利要求1所述的自动调谐电路，其中，所述感测和反馈电路包括：

感测装置，当RF信号通过所述感测装置被施加到所述天线和所述可调谐非福斯特电路时，所述感测装置用于感测与所述天线和所述可调谐非福斯特电路相关联的输入阻抗；以及

运算放大器，该运算放大器的输出端被耦合到所述可调谐非福斯特电路的控制输入端。

7.根据权利要求6所述的自动调谐电路，其中，所述感测和反馈电路进一步包括采样和保持电路，该采样和保持电路被耦合在所述运算放大器和所述可调谐非福斯特电路的所述控制输入端之间。

8.根据权利要求1所述的自动调谐电路，其中所述可调谐非福斯特电路模拟可变负电容器，且其中所述天线是偶极天线或单极天线。

9.一种调谐电路，其用于使天线与可变频率振荡器匹配，该调谐电路包括：

可调谐非福斯特电路，其用于使所述可变频率振荡器与所述天线耦合；以及

感测和反馈电路，其用于感测所述可调谐非福斯特电路和所述天线的组合电抗，并用于调谐所述可调谐非福斯特电路以最小化所述可调谐非福斯特电路和所述天线的组合电抗。

10.根据权利要求9所述的调谐电路，其中，所述可调谐非福斯特电路包括其它不可调谐非福斯特电路，在所述其它不可调谐非福斯特电路的负阻抗输出端上添加可变电抗，从而使所述其它不可调谐非福斯特电路可调谐。

11.根据权利要求10所述的调谐电路，其中，所述可变电抗由与所述其它不可调谐非福斯特电路的负阻抗输出端并联耦合的反向偏置的变容二极管提供，串联耦合的所述变容二极管之间的结点提供了到所述可调谐非福斯特电路的控制输入端。

12.根据权利要求11所述的调谐电路，其中，所述感测和反馈电路包括：

感测装置，当RF信号通过所述感测装置被施加到所述天线和所述可调谐非福斯特电路时，所述感测装置用于感测与所述天线和所述可调谐非福斯特电路相关联的输入阻抗；以及

运算放大器，该运算放大器的输出端被耦合到所述可调谐非福斯特电路的控制输入端。

13.根据权利要求12所述的调谐电路，其中，所述感测和反馈电路进一步包括采样和保持电路，该采样和保持电路被耦合在所述运算放大器和所述可调谐非福斯特电路的所述控制输入端之间。

14.根据权利要求9所述的调谐电路，其中，所述感测和反馈电路包括：

感测装置，当RF信号通过所述感测装置被施加到所述天线和所述可调谐非福斯特电路时，所述感测装置用于感测与所述天线和所述可调谐非福斯特电路相关联的输入阻抗；以及

运算放大器，该运算放大器的输出端被耦合到所述可调谐非福斯特电路的控制输入端。

15.根据权利要求14所述的调谐电路，其中，所述感测和反馈电路进一步包括采样和保持电路，该采样和保持电路被耦合在所述运算放大器和所述可调谐非福斯特电路的所述控制输入端之间。

16.根据权利要求9所述的调谐电路，其中所述可调谐非福斯特电路模拟可变负电容器，且其中所述天线是偶极天线或单极天线。

17.一种使天线与无线电接收器匹配的方法，该方法包括：

将可调谐非福斯特电路耦合在所述接收器与所述天线之间，所述非福斯特电路和所述天线具有组合电抗；

在感测电路中感测所述可调谐非福斯特电路和所述天线的组合电抗；并且

调谐所述可调谐非福斯特电路，以最小化由所述感测电路所感测到的所述可调谐非福斯特电路和所述天线的组合电抗。

18.一种可调谐非福斯特电路，包括：

常规非福斯特电路，其具有实现负电容的输出端；以及

可变电容器，其与所述常规非福斯特电路的实现负电容的输出端并联耦合，所述可变电容器具有比所述常规非福斯特电路所实现的所述负电容的绝对值小的电容，使得通过改变所述可变电容器而在所述常规非福斯特电路的所述输出端上实现可变负电容用于调谐所述可调谐非福斯特电路以自动最小化所述可调谐非福斯特电路和设备的组合电抗。