CN103795669A

CN103795669A - 接收光信号的方法以及装置

Info

Publication number: CN103795669A
Application number: CN201310471755.5A
Authority: CN
Inventors: 魏嘉建; 陈星宇; 徐达儒; 陈智弘
Original assignee: Industrial Technology Research Institute ITRI
Current assignee: Industrial Technology Research Institute ITRI
Priority date: 2012-10-26
Filing date: 2013-10-11
Publication date: 2014-05-14
Anticipated expiration: 2033-10-11
Also published as: US20140119726A1; TWI469545B; US9014555B2; CN103795669B; TW201417522A

Abstract

本发明提供一种接收光信号的方法以及装置。所述方法包含接收包含信号分量以及干扰分量的输入信号的步骤，其中所述干扰分量为副载波间混合干扰（SSII）。将所述输入信号转换为频域信号。基于数学模型根据至少一动态线性调频脉冲分量以及静态线性调频脉冲分量来估计所述输入信号的所述干扰分量。从所述输入信号消除所述估计的干扰分量以获得输出信号。

Description

接收光信号的方法以及装置

技术领域

本发明关于一种接收光信号的方法以及使用所述方法的装置。

背景技术

随着光通信产业已朝向下一代无源光纤网络标准的更高级版本（例如，NGPON2）发展，其需要达到40吉比特每秒（40gigabits per second）的传输速率以及100公里的光纤信号传输距离，因此，一般光传输系统（例如，利用强度调制直接检测（Intensity-Modulation Direct Detection；IMDD）技术的系统）的性能可能落后于所需标准，即使基于IMDD系统的装置价格较低且设计简单。此外，由于一般通断键控（On-OFF keying；OOK）调制技术频宽使用效率低，因此与OOK调制技术相比频宽使用效率较高的正交分频多工（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing；OFDM）调制技术可增强系统。

一般基于IMDD的系统会受射频（radio frequency；RF）功率衰落（RF powerfading）限制。更具体地说，当信号（例如，电磁（electromagnetic；EM）信号）经振幅或强度的调制时，通常会在频域中形成双边带（doublesideband）。经调制过（振幅或强度的调制）的EM信号穿过光纤时，此经调制过的EM信号会从光纤经历色散效应（dispersive effect），其色散效应使双边带的两侧发生相对反方向的相位旋转。在EM信号由光接收器接收之后，因为双边带两侧边带的相位旋转造成破坏性/非建设性干扰的影响，使得所接收的EM信号发生RF功率衰落。随着EM信号沿着光纤传播，RF功率衰落的恶化效应变得越来越明显。因此，目前有与光单边带调制技术相关的技术方案。

如果EM信号仅含有单边带，那么将不会发生RF衰落的问题。然而，实现单边带调制的方式会需要马赫-曾德尔调制器（Mach-Zehnder modulator；MZM），其可能比直接调制激光（direct modulation laser；DML）贵。而且，MZM调制器的调制方法为振幅调制。在经调制过的EM波由光接收器接收之后，会在EM信号的较低频谱中出现与单边带信号具有相同频宽的信号间拍频干扰（signal to signal beat interference；SSBI）。因此，为了适应这种类型的系统，通常需要保护带（guard band），而这可能导致传输频宽加倍。基于这个原因，实现下一代被动光纤网络（next generation passive opticalnetwork；NGPON）高速传输所需的IMDD技术可能仍需要改进。

发明内容

本发明涉及一种在光通信装置中使用的接收光信号的方法，且所述方法包含以下步骤：接收包括信号分量以及干扰分量的输入信号，其中所述干扰分量为副载波间混合干扰（subcarrier to subcarrier intermixing interference；SSII）。将所述输入信号转换为频域输入信号。根据至少一动态线性调频脉冲分量以及静态线性调频脉冲分量来估计所述干扰分量。从所述频域输入信号消除所述估计的干扰分量以获得第二信号。

本发明涉及一种光通信装置，其包含接收器以及耦合到所述接收器的处理器单元等元件。所述接收器接收包括信号分量以及干扰分量的输入信号。所述处理单元经配置以执行以下功能：将所述输入信号转换为频域输入信号。估计所述干扰分量，其中所述干扰分量由至少一动态线性调频脉冲分量以及静态线性调频脉冲分量表征。从所述频域输入信号消除所述估计的干扰分量以获得第二信号。

本发明涉及一种光通信装置，其包括接收器、傅立叶变换单元、SSII计算单元以及消除单元。所述接收器接收包括信号分量以及干扰分量的输入信号，其中所述干扰分量为副载波间混合干扰（SSII）。所述傅立叶变换单元其耦合到所述接收器且将所述输入信号转换为频域输入信号。所述副载波间混合干扰计算单元耦合到所述傅立叶变换单元且根据至少一动态线性调频脉冲分量以及静态线性调频脉冲分量估计所述干扰分量。所述消除单元耦合到所述副载波间混合干扰计算单元以及所述傅立叶变换单元，且从所述频域输入信号消除所述估计的干扰分量以获得第二信号。

为了使本发明的上述特征可理解，下文详细描述伴随有附图的实施例。应理解，以上一般描述以及以下详细描述都是示范性的，且希望提供对所主张的本发明的进一步解释。

附图说明

将附图包含在内是为了提供对本发明的进一步理解，并且这些附图被并入本说明书中而构成了本说明书的一部分。附图绘示了本发明的各个实施例，并且连同描述一起阐释本发明的原理。

图1说明使用静态调制器线性调频脉冲为0.53的调制器在作为传播距离的函数的RF功率衰落下使用双边带信号而出现的典型频率响应。

图2说明在双带正交分频多工（OFDM）信号传播100公里之后的接收功率损耗以及信躁比（signal to noise ratio；SNR）损失。

图3说明根据本发明的示范性实施例的光通信装置。

图4说明根据本发明的示范性实施例的处理单元。

图5说明根据本发明的示范性实施例的SSII计算单元。

图6说明根据本发明的示范性实施例的理论SSII计算流程图。

图7说明根据本发明的示范性实施例的相关系数值（R）、动态线性调频脉冲值α1与所测量错误率之间的关系。

图8说明使用不同实施例的实际实验的SNR数据。

其中，附图标记：

210：相对接收功率

220：相对SNR损失

230：额外SNR损失

240：理论RF功率衰落

270：适用频宽

300：光通信装置

310：所接收信号

320：光电检测器

330：模拟数字转换器

340：处理单元

350：记忆体单元

360：所检测数据

410：所接收信号

420：FFT模块

425：减法单元

430：等化器

440：决策单元

450：SSII计算单元

460：所检测信号

510：TX信号重建构模块

520：理论SSII计算模块

530：RX SSII重建构模块

S512：步骤

S514：步骤

S516：步骤

S522：步骤

S524：步骤

S526：步骤

S528：步骤

S532：步骤

S534：步骤

S610：步骤

S620：步骤

S630：步骤

S640：步骤

S650：步骤

S660：步骤

S670：步骤

S680：步骤

710：平均比特错误率

720：相关系数R值

810：无任何补偿的信号

820：利用α0补偿的信号

830：利用α0和α1补偿的信号

具体实施方式

由于RF衰落现象，基于强度调制直接检测（IMDD）的光通信系统的适用光谱会根据信号传输的频率以及距离而受限制。然而，使用正交分频多工（OFDM）调制技术，可透过在较高频带中传输资讯来扩展适用频宽。尽管较高频带可能会因为副载波间混合干扰（SSII）而遭受信躁比的损失，但根据本发明，仍可计算SSII，并将其从所接收的信号消除。值得一提的是，SSII与信号间拍频干扰（SSBI）不相关，这是因为两者由两个不同的机制的结果而产生。可通过考虑调制器（modulator）的静态线性调频脉冲值（static chirp value）、作为信号强度的函数的动态线性调频脉冲值（dynamic chirp value）、OFDM输入信号以及由信号色散引起的相位旋转而根据一个信号经光纤传输后的理论数学模型计算SSII。动态线性调频脉冲值可根据初始SSII估计与实际测量功率信号的相关性估计来调整或微调，进一步提高所估计SSII信号的准确度。基于本发明以及实际实验数据，所提出的系统能够使IMDD通信系统的适用频宽在100公里的光纤上增大几GHz（十亿赫兹）。

图1说明在IMDD系统下使用静态调制器线性调频脉冲（static modulatorchirp）为0.53的调制器在作为传播距离的函数的RF功率衰落下使用双边带信号而出现的典型频率响应。水平轴为以GHz为单位的光纤上的信号频率，且垂直轴为以分贝为单位的RF功率衰落（RF power degradation）。对于20公里（标号10）的传播长度，明显的是，随着信号频率增大，RF功率衰落恶化。然而，对于60公里（标号20）的传播长度，因RF功率衰落引起的衰落更为显著。在信号传播60公里（标号20）之后，信号将因为功率衰落而在6GHz与7GHz之间的某一点处经历完全破坏性干涉。在信号传播100公里（标号30）之后，完全破坏性干涉在约5GHz处发生，且其频宽（标号40）将仅为约3GHz。然而，对于超出6.5GHz的信号频率而言，其在100公里（标号30）的传播距离存在有第二或较高频带，此第二或较高频带超出完全破坏性干涉的频率。透过使用OFDM技术而通过较高频带在光纤上传输信号，光通信系统的适用频宽可增大两倍。

然而，除RF功率衰落之外，经由较高频带传输信号更具有其他的挑战。图2说明OFDM16正交振幅调制（quadrature amplitude modulation；QAM）信号在通过100公里的单模光纤（single mode fiber；SMF）之后的实际实验数据与“理论功率衰落”。相对接收功率210含有从0 Hz到超过4 GHz的较低频带以及从小于6 GHz到约10 GHz的较高频带。然而，从实验数据发现，较高频带实际上拥有大量副载波间混合干扰（SSII），其为与理论的RF功率衰落240或相对接收功率210无关的干扰。此SSII导致所接收信号的额外信躁比（SNR）损失230，这可从相对接收功率210与相对SNR损失220之间的差距观察到。换句话说，所接收信号的SNR可能因为SSII而显著地降低。为了增大较高频带的适用频宽270，可计算并消除SSII。

为了计算SSII，首先可建立SSII的理论/数学模型。为了获得SSII的准确估计，将考虑调制器线性调频脉冲。对于每一基于IMDD的调制器，存在影响RF衰落的速度以及如何产生SSII的线性调频脉冲因数。而且，调制器线性调频脉冲根据经调制过的信号强度而变化。因此，也可考虑调制器线性调频脉冲的动态属性。

在电光转换之后，处于时域（time domain）中的信号可按数学方式呈现为如下方程式（1）：

方程式（1）

且n为OFDM载波的数量，i_n为第n个副载波的振幅，且j为虚数单位。

方程式（1）中的三次项和高次项被舍弃，且α₀和α₁是因光调制器的线性调频脉冲而引起。α₀值可视为静态线性调频脉冲参数，此α₀为每一调制器所固有的且为固定的，从而使得在每一调制器从工厂生产之后，α₀值为已知。α₁值可视为动态线性调频脉冲参数，这是因为其取决于调制器的输入信号的振幅。

接下来，通过光纤的信号可根据如下方程式（2）而特性化：

方程式（2）

其中θ_D为因光纤的色散而引起的信号相位旋转。由于光纤会使信号色散，因此经光纤传输之后的信号将在不同副载波处诱发不同相位偏移（phaseshift）。

在信号由光电检测器（photo detector）接收之后，由平方律（square law）光电检测器直接检测的所接收信号可由如下方程式（3）特性化：

方程式（3）

方程式（3）可重新表示为DC项、信号项以及SSII项的总和

在进行光纤传输之后，信号项以及因OFDM副载波的混合而引起的SSII项可用以建构理论模型。

图3说明根据本发明的示范性实施例的光通信装置模型。光通信装置包含至少一（但不限于）以下这些元件，包含光电检测器320、模拟数字转换器（analog-to-digital converter；ADC）330、处理单元340以及记忆体单元350。光电检测器320耦合到模拟数字转换器330，且模拟数字转换器330的输出馈送到处理单元340，处理单元340可连接到记忆体单元350。

光通信装置300接收信号，其信号可包含所接收信号310（其包含干扰分量，亦即SSII分量），且光通信装置300输出所检测数据360，其所检测数据360实质上无上述SSII分量的信号污染（signal contamination）。首先具有SSII分量的所接收信号310由光电检测器320直接检测且转换为模拟电信号。接着通过模拟数字转换器330将模拟电信号转换为数字信号，且将所得数字信号馈送到处理单元340。处理单元340可包含一个或一个以上微处理器或DSP芯片和/或至少一个控制器，且处理单元340的目的之一为实施上述SSII模型。处理单元340还可视情况与记忆体单元350连接，记忆体单元350可充当暂时存储处理单元340的计算结果的记忆体缓冲器。

图4更详细地说明根据本发明的示范性实施例的处理单元340。处理单元340可包含至少一（但不限于）快速傅立叶转换（Fast Fourier Transform；FFT）模块420、减法单元425、等化器430、决策单元440以及SSII计算单元450。处理单元340接收以数字方式表示且具有SSII污染（干扰分量）的所接收信号410，对所接收信号410进行处理，并输出实质上无SSII分量的所检测信号460（detected signal）。应注意，输入到处理单元340的具有SSII分量的所接收信号410不同于具有SSII分量的所接收信号310，这是因为图4中的具有SSII分量的所接收信号410已转换为数字格式。

处理单元首先通过FFT模块对所接收信号410执行FFT。对于第一迭代（iteration），将所接收信号410发送到等化器430。等化器430经配置以执行来自光通道响应的所接收数据符元（data symbol）的频域等化。等化器430可通过将所接收数据符元与经训练的（trained）通道响应反向来使通道响应等化。通道响应可从使用参考或导频信号执行通道估计而获得。接着将等化数据符元发送到决策单元440以及SSII计算单元450处理。决策单元440对等化符号数据执行决策且将结果作为所检测数据460输出，同时在反馈回路中将输出发送到SSII计算单元450。SSII计算单元450根据来自等化器430以及决策单元440的数据计算最初存在于所接收信号410中的所估计SSII分量。对于后续迭代，减法单元425从频域输入信号减去SSII分量以便输出实际上无SSII信号的所检测数据460。

图5说明根据本发明的示范性实施例的SSII计算单元450内的信号处理步骤。SSII计算单元450包含耦合到理论SSII计算模块520的TX（传输）信号重建构模块（TX signal reconstruction module）510，且理论SSII计算模块（theoretical SSII calculation module）520的输出耦合到RX（接收）SSII重建构模块530。TX信号重建构模块510重建在穿过光纤之前从传输器输出的信号。假定从传输器输出的信号由调制器调制。理论SSII计算模块520估计由通信系统造成的SSII。RX SSII重建构模块530重建构由光电检测器320接收的SSII信号。

在S512中，TX信号重建构模块510从决策单元440接收决策数据。在S514中，TX信号重建构模块510从等化器430接收等化器数据以便执行传输响应（transmission response；TX response）估计。在S516中，决策数据与估计的TX响应相乘，其所得信号为重建穿过光纤之前的传输器输出信号，接着此讯号被送到理论SSII计算模块520。

在S522中，以S516运算后的重建信号及动态线性调频脉冲估计的输入（其在S526中为α₁）根据方程式（3）建构理论SSII。为了提高理论SSII计算的准确度，可反复地搜索动态线性调频脉冲值（α₁）的准确估计。当动态线性调频脉冲值α₁的选择使得理论所计算出的SSII与所测量误差功率高度相关时，可知SSII数值是准确的。因此，将来自S522的理论SSII计算的输出回馈到S524，S524计算理论SSII与实际测量的误差功率之间的相关性。

在S528中，实际测量误差功率接收从等化器430以及从决策单元440来的信号，其中等化器430输出含有错误分量的信号且决策单元440输出不含有错误分量的信号。从等化器430以及决策单元440获得的信号之间的差异构成S528中所测量的误差功率。所计算SSII与测量误差功率之间的相关系数（correlation）值（R）接着在S526中用于动态线性调频脉冲估计α₁。α₁接着用以计算理论SSII以完成反馈回路。

在S532中，RX SSII重建构模块530从来自步骤S522的理论SSII计算接收信号，且执行振幅以及相位调整，以便在S534中获得SSII值以便转发到减法单元425。将S534中的所计算SSII值馈送到减法单元425，减法单元425在FFT420之后从频域输入信号减去SSII分量。值得注意的是，减法器425执行SSII的消除，因此在另一实施例中，减法器可由加上负干扰信号的加法器取代。另外，减法器425可反复地执行SSII消除，此举可在每次迭代之后，产生越来越准确的数据。

例如，对于在S512中的第二迭代，TX信号重建构模块510再次接收决策数据和等化器数据,且将来自步骤S516的所得信号输出到理论SSII计算模块520，以便根据方程式（3）以基于来自S516运算的输入信号且也基于动态线性调频脉冲估计的输入来再次建构理论SSII。动态线性调频脉冲值α₁将再次被反复地搜索且导致与所测量误差功率极其相关的理论计算的SSII。RX SSII重建构模块530接着从理论SSII计算接收信号，且再次执行振幅以及相位调整，以便获得馈送到减法单元425的SSII值。此程序可在后续迭代重复进行。

图6说明根据本发明的示范性实施例的理论SSII计算模块520的理论SSII计算流程图。第一步骤S610，基于已知的α₀值来初始设定动态的α₁，α₀值为IMDD调制器的固有静态线性调频脉冲值。α₀值可以是当调制器在工厂中制造时便已知的常数。对于α₀（例如，可为α₀=0.53），可首先基于随机选择的一组α₁值来选择α₁。α₁值接着用以估计SSII。在S670中，获得经重建构的信号且将其用于S620中的SSII估计。S670中的经重建构的信号为从TX信号重建构模块510输出的信号。在S680中，误差功率为从S528获得的所测量误差功率。在S620中，基于来自S610的α₁值的输入以及来自S670的经重建构的传输信号执行SSII估计。步骤S620可等效于步骤S522。

在S630中，在来自S620的所估计SSII值与来自S680的误差功率之间执行相关系数（R）估计。在S630中，根据如下方程式（4）计算相关系数R：

R = \frac{| < X - \tilde{X}, Y - \tilde{Y} > |}{{\sqrt{Σ_{n} | X_{n} - \tilde{X} |}}^{2} \cdot {\sqrt{Σ_{n} | Y_{n} - \tilde{Y} |}}^{2}}

方程式（4）

其中，X为来自S620的信号功率，

为X的平均值，Y为来自S680的测量误差功率，且

为Y的平均值。

在S630中计算相关系数值R之后，将R与预定阈值R_th做比较（S640）。如果R大于R_th，那么判断对于选定的α₁，在S680中的所测量误差功率与S620中的所估计SSII之间存在足够相关性。否则，如果相关系数值R不大于阈值R_th，此流程进入S650。在S650中，将ΔR值与ΔR_th值做比较。ΔR为相关系数值R相对于先前迭代的R值的改变。换句话说，ΔR为S630中当前迭代估计的R值与先前迭代的R值之间的差。ΔR_th为针对ΔR设定的预定阈值。因此，在S650中，如果ΔR小于ΔR_th，此流程进入S660，在S660中基于α₁的当前选择来判断理论SSII输出。否则，如果ΔR不小于ΔR_th，那么重新调整α₁以便基于选定的α₁值执行另一迭代的R计算。对于后续迭代，举例来说，将用至少一个或一个以上不同α₁值重复执行步骤S620到S680，直到S640或S650中的步骤导致“是”。在那种状况下，选定的α₁值将用于步骤S660中的理论SSII输出。

值得注意的是，图4、图5以及图6中的每个方块皆可利用硬件实现。每个方块可单独设计在分开的电路板上，以及可与光通信装置300整合。

图7说明根据本发明的示范性实施例的相关系数值（R）、动态线性调频脉冲值α₁与所测量的错误率之间的关系。值得注意的是，图7可以是任意调制器的实例且图式可针对不同调制器而变化。相关系数R值720的曲线与平均比特错误率710（bit error rate；BER）成反比，而相关系数R值720的曲线是α₁的函数（随α₁而变）以及是基于静态α₀的。对于α₀=0.53的调制器，可选择动态α（α₁）以获得最高R值，且随后获得最准确的SSII信号分量。对于本实施例，R_th可设定为0.728且ΔR_th可设定为0.001。使用图7的关系，α₁可首先为0与1之间的随机选定的一组数值。当R值最大时，可获得最佳BER。

图8说明另一实施例的实际实验的SNR数据。用于此实施例的调制方案为OFDM16QAM。在光纤的传播长度为100公里。较低频带在0.1到3.9GHz之间，且较高频带在5.6到9.2GHz之间。在较低频带内，在无任何补偿的信号810、利用α₀补偿的信号820与利用α₀和α₁补偿的信号830之间，不存在显著差异。然而，对于较高频谱，无任何补偿的信号810展现最差SSII性能。利用α₀补偿的信号820仅在较高频谱的开始部分略微改进。利用α₀和α₁两者补偿的信号830有最佳SNR性能且改进SNR达2到3分贝。

一般基于IMDD的系统的信号频宽不仅受RF衰落限制，而且受较高频谱中的SSII不利地影响。鉴于上述描述，本发明能够通过首先计算所接收信号中的理论SSII且接着从所接收信号减去理论SSII来改进正交频分复用（OFDM）信号的传输频宽。SSII可根据信号经光纤后的数学模型来计算，此计算会考虑调制器的静态线性调频脉冲值以及动态线性调频脉冲值。动态线性调频脉冲值可根据初始SSII估计与实际测量功率信号的相关性估计来微调，因而进一步提高所估计SSII信号的准确度。基于实验结果所验证的理论模型，整体系统的SNR已有所改进。在从所接收信号消除SSII之后，可将在100公里的光纤上传输信号的适用频宽再增大2GHz。

虽然本发明已以实施例公开如上，但其并非用以限定本发明，任何所属技术领域的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与修改，故本发明的保护范围当视后附的权利要求保护范围所界定者为准。

Claims

1.一种接收光信号的方法，适用于光通信装置，其特征在于，所述方法包括：

接收包括信号分量以及干扰分量的输入信号，其中所述干扰分量为副载波间混合干扰；

将所述输入信号转换为频域输入信号；

根据至少一动态线性调频脉冲分量以及静态线性调频脉冲分量估计所述干扰分量；以及

从所述频域输入信号消除所述估计的干扰分量以获得第二信号。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：

针对所述第二信号执行等化以产生等化第二信号；以及

针对所述等化第二信号执行决策以产生输出信号。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述根据至少一所述动态线性调频脉冲分量以及所述静态线性调频脉冲分量来估计所述干扰分量的步骤还包括：

根据所述等化第二信号以及所述输出信号计算所述干扰分量。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述根据至少一所述动态线性调频脉冲分量以及所述静态线性调频脉冲分量来估计所述干扰分量的步骤包括：

重建调制器的第一信号；

根据数学模型基于所述第一信号以及所述动态线性调频脉冲分量计算理论副载波间混合干扰；以及

对所述理论副载波间混合干扰执行振幅以及相位调整以重建所述干扰分量。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述根据所述数学模型基于所述第一信号以及所述动态线性调频脉冲分量来计算所述理论副载波间混合干扰的步骤还包括：

测量所述频域输入信号的误差功率；

计算所述误差功率与所述理论副载波间混合干扰之间的相关系数；以及

如果所述相关系数大于第一阈值，输出所述理论副载波间混合干扰。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括：

如果所述相关系数不大于所述第一阈值，判断所述相关系数相对于先前相关系数的改变是否小于第二阈值；以及

如果所述相关系数相对于所述先前相关系数的所述改变小于所述第二阈值，输出所述理论副载波间混合干扰。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，还包括：

如果所述相关系数相对于所述先前相关系数的所述改变不小于所述第二阈值，调整所述动态线性调频脉冲分量为选定的动态线性调频脉冲且重复根据所述数学模型基于所述第一信号以及所述动态线性调频脉冲分量来计算所述理论副载波间混合干扰。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述根据至少一所述动态线性调频脉冲分量以及所述静态线性调频脉冲分量来估计所述干扰分量的步骤之前，所述方法还包括：

从0与1之间的随机选定的一组数值初始化所述动态线性调频脉冲分量。

9.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述测量所述频域输入信号的所述误差功率的步骤包括：

根据所述输出信号与所述等化第二信号之间的差值获得所述频域输入信号的所述误差功率。

10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述接收包括所述信号分量以及所述干扰分量的所述输入信号的步骤包括：

从光接收器接收通过光纤的光信号；以及

对所述光信号执行直接检测以获得所述输入信号。

11.一种光通信装置，其特征在于，包括：

接收器，其接收包括信号分量以及干扰分量的输入信号，其中所述干扰分量为副载波间混合干扰；以及

处理单元，其耦合到所述接收器且经配置以执行以下功能：将所述输入信号转换为频域输入信号；根据至少一动态线性调频脉冲分量以及静态线性调频脉冲分量估计所述干扰分量；以及从所述频域输入信号消除所述估计的干扰分量以获得第二信号。

12.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述处理单元经进一步配置以执行以下功能：针对所述第二信号执行等化以产生等化第二信号；以及针对所述等化第二信号执行决策以产生输出信号。

13.如权利要求12所述的装置，其特征在于，所述处理单元经进一步配置以执行以下功能：

14.如权利要求13所述的装置，其特征在于，所述处理单元经配置以执行所述根据至少一所述动态线性调频脉冲分量以及所述静态线性调频脉冲分量估计所述干扰分量的功能，所述功能包括：

重建调制器的第一信号；根据数学模型根据所述第一信号以及所述动态线性调频脉冲分量计算理论副载波间混合干扰；以及对所述理论副载波间混合干扰执行振幅以及相位调整以重建所述干扰分量。

15.如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述处理单元经配置以执行所述根据所述数学模型根据所述第一信号以及所述动态线性调频脉冲分量计算所述理论副载波间混合干扰的功能，所述功能还包括：

测量所述频域输入信号的误差功率；计算所述误差功率与所述理论副载波间混合干扰之间的相关系数；以及如果所述相关系数大于第一阈值，输出所述理论副载波间混合干扰。

16.如权利要求15所述的装置，其特征在于，所述处理单元经进一步配置以执行以下功能：

17.如权利要求16所述的装置，其特征在于，所述处理单元经进一步配置以执行以下功能：

如果所述相关系数相对于所述先前相关系数的所述改变不小于所述第二阈值，调整所述动态线性调频脉冲分量为选定的动态线性调频脉冲且重复根据所述数学模型根据所述第一信号以及所述动态线性调频脉冲分量计算所述理论副载波间混合干扰。

18.如权利要求11所述的装置，其特征在于，在所述处理单元经配置以执行所述根据至少一所述动态线性调频脉冲分量以及所述静态线性调频脉冲分量估计所述干扰分量的功能之前；所述处理单元经进一步配置以用于：

19.如权利要求15所述的装置，其特征在于，所述处理单元经配置以执行所述测量所述频域输入信号的所述误差功率的功能，所述功能包括：

根据所述输出信号与所述等化第二信号的差而获得所述频域输入信号的所述误差功率。

20.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述装置还包括光电检测器，其接收通过光纤的光信号；以及对所述光信号执行直接检测以获得所述输入信号。

21.一种光通信装置，其特征在于，包括：

接收器，其接收包括信号分量以及干扰分量的输入信号，其中所述干扰分量为副载波间混合干扰；

傅立叶变换单元，其耦合到所述接收器且将所述输入信号转换为频域输入信号；

副载波间混合干扰计算单元，其耦合到所述傅立叶变换单元且根据至少一动态线性调频脉冲分量以及静态线性调频脉冲分量估计所述干扰分量；以及

消除单元，其耦合到所述副载波间混合干扰计算单元以及所述傅立叶变换单元，且从所述频域输入信号消除所述估计的干扰分量以获得第二信号。

22.如权利要求21所述的装置，其特征在于，还包括：

等化器单元，其耦合到所述消除单元以及所述副载波间混合干扰计算单元，且针对所述第二信号执行等化以产生等化第二信号；以及

决策单元，其耦合到所述等化器单元以及所述副载波间混合干扰计算单元，且针对所述等化第二信号执行决策以产生输出信号。

23.如权利要求22所述的装置，其特征在于，所述副载波间混合干扰计算单元进一步执行以下功能：

24.如权利要求23所述的装置，其特征在于，所述副载波间混合干扰计算单元包括：

TX信号重建构模块，其重建调制器的第一信号；

理论副载波间混合干扰计算模块，其根据数学模型根据所述第一信号以及所述动态线性调频脉冲分量计算理论副载波间混合干扰；以及

RX重建构模块，其对所述理论副载波间混合干扰执行振幅以及相位调整以重建所述干扰分量。

25.如权利要求24所述的装置，其特征在于，所述理论副载波间混合干扰计算模块还包括以下功能：测量所述频域输入信号的误差功率；计算所述误差功率与所述理论副载波间混合干扰之间的相关系数；以及如果所述相关系数大于第一阈值，输出所述理论副载波间混合干扰。

26.如权利要求25所述的装置，其特征在于，理论副载波间混合干扰计算模块还包括以下功能：

27.如权利要求26所述的装置，其特征在于，理论副载波间混合干扰计算模块还包括以下功能：

28.如权利要求21所述的装置，其特征在于，所述副载波间混合干扰计算单元还包括以下功能：

29.如权利要求25所述的装置，其特征在于，理论副载波间混合干扰计算模块还包括以下功能：根据所述输出信号与所述等化第二信号之间的差而获得所述频域输入信号的所述误差功率。

30.如权利要求21所述的装置，其特征在于，装置还包括光电检测器，其接收通过光纤的光信号；以及对所述光信号执行直接检测以获得所述输入信号。