CN103780223A - 中心频率线性可调的窄带滤波器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种中心频率线性可调的窄带滤波器，主要解决现有窄带滤波器动态输入范围小，中心频率不能线性可调的问题。该滤波器包括高通电容(1)、低通电容(2)、电阻反馈网络(3)和两个双极跨导放大器(4，5)；第一放大器，其正相输入端连接高通电容的输出端，其输出端连接低通电容的正端，并经电阻网络反馈到其负相输入端，构成电压负反馈结构；第二放大器，其负相输入端与第一放大器的输出端相连，其正相输入端接地，其输出端接第一放大器的正相输入端，构成电流负反馈结构。本发明通过两个双极跨导放大器增大了滤波器的动态输入范围，并为滤波器提供了一个线性可调的跨导值，实现了中心频率线性可调，可用于红外接收电路。

Description

中心频率线性可调的窄带滤波器

技术领域

本发明属于电子电路技术领域，特别涉及窄带滤波器，可用于红外接收器。

背景技术

红外遥控以其低成本、高传送速度、点对点的通信界面，在家用电器、车载影音导航系统中广泛应用。红外接收器是红外传输系统中最重要的部分，因此对红外接收电路的性能要求也越来越高。一般情况下，红外信号在空间传输距离较长，到达接收端的信号较弱，所以红外接收芯片很容易受到环境光源，例如太阳光、日光灯、白炽灯等产生的光电流的干扰。因此如何有效的抑制外界环境的各种干扰，以提高对红外信号检测的灵敏度，对于红外接收器而言是非常重要的。窄带滤波器是实现这一功能的主要模块，它负责将来自红外发送器的调制信号进行消噪，滤去有用信号之外的杂波信号，然后送至检波器、积分器和比较器进行解调，最终输出被调制的数字信号。因此该滤波器必须正交可调，以满足不同载波频率的系统，同时中心频率（w₀）和品质因数（Q）必须具有低灵敏度的特点不易被寄生参数影响。因此设计一种中心频率（w₀）和品质因数（Q）正交可调，同时中心频率线性可调的窄带滤波器将能够大大提高红外接收器的性能。

图1给出了传统的CMOS型二阶窄带滤波器原理框图，该滤波器通过低阶链接成高阶的方法，把滤波器设计成两级结构。该滤波器中用到的跨导放大器（OTA）采用了CMOS型。该滤波器中高通部分是由C1、OTA1、R1、R2构成，采用电压负反馈结构，稳定跨导放大器的放大倍数；低通部分由C2、OTA2构成，采用了电流负反馈结构。该滤波器的输入信号为Vin1，经滤波后的输出信号为Vout1，写出其传递函数如下：

$H\left(s\right)=\frac{V_{\mathrm{out}1}}{V_{\mathrm{in}1}}=\frac{\frac{g_m}{C_2}s}{s^2+s\frac{g_m{R}_1+1}{(R_1+R_2)C_2}+\frac{g_m^2}{C_1{C}_2}}---1)$

其中，g_m为OTA电路的跨导，可以得到：

$w_0=\frac{g_m}{\sqrt{C_1{C}_2}},Q=(1+\frac{R_2}{R_1})\sqrt{\frac{C_2}{C_1}},H\left(0\right)=1+\frac{R_2}{R_1}---2)$

由中心频率、品质因数的表达式可见，这两个参数之间没有联系，因而很容易实现正交可调；但是由图2还可以看出，传统的窄带滤波器采用的是CMOS型的OTA电路，CMOS型OTA电路的增益值较低，增益可调范围较小，同时动态输入范围也较小，且g_m值灵敏度较高，极大地限制了滤波器的调节范围。

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术的不足，提出了一种中心频率线性可调的窄带滤波器，以在实现中心频率与品质因数正交可调的同时，使得中心频率线性可调，且跨导值与品质因数具有较低的灵敏度，扩展滤波器的调节范围。

为实现上述目的，本发明的中心频率线性可调窄带滤波器包括：高通电容1、低通电容2、电阻反馈网络3，其特征在于：还包括两个具有源极负反馈电路的双极跨导放大器4和5；

第一双极跨导放大器4，其正相输入端V_in2与高通电容1的输出端相连，其输出端接到低通电容2的正相端V_out1，并经电阻反馈网络3反馈到其负相输入端V_in3；

第二双极跨导放大器5，其负相输入端与第一双极跨导放大器4的输出端V_out1相连，其正相输入端接地，其输出端反馈到第一双极跨导放大器4的正相输入端V_in2，构成电流负反馈结构；

上述的中心频率线性可调的窄带滤波器，其特征在于第一双极跨导放大器4，包括缩小器401、次级跨导放大器402和启动电路403；

所述缩小器401，用于对初始输入信号进行缩小，其正相输入端和负相输入端分别作为第一跨导放大器4的正相输入端和负相输入端，其正相输出端与次级跨导放大器402的正相输入端相连，其负相输出端与次级跨导放大器402的负相输入端相连；

所述次级跨导放大器402，其输出端作为第一双极跨导放大器4的最终输出端；

所述启动电路403，其输出端与次级跨导放大器402的启动端V_st相连，作为次级跨导放大器402的启动电路。

上述的中心频率线性可调的窄带滤波器，其特征在于第二双极跨导放大器5的结构与第一双极跨导放大器4的结构完全相同，采用双极工艺制作。

上述的中心频率线性可调的窄带滤波器，其特征在于缩小器401，包括第一对双极型NPN管Q₄₀₁、Q₄₀₂、第一双极型PNP管Q₄₀₈、第二双极型PNP管Q₄₀₉，第一电阻R₁₀、第二电阻R₁₁和第一电流源I_ref2；

所述第一对双极型NPN管Q₄₀₁、Q₄₀₂的发射极分别与所述第一电阻R₁₀和第二电阻R₁₁的一端相连构成差分对，其基极分别作为缩小器的正相输入端和负相输入端，其集电极分别与所述第一双极型PNP管Q₄₀₈和第二双极型PNP管Q₄₀₉的发射极相连，并分别作为缩小器的负相输出端和同相输出端；

所述第一电阻R₁₀和第二电阻R₁₁的另一端均与所述第一电流源I_ref2相连，构成源极负反馈网络；

所述第一双极型PNP管Q₄₀₈和第二双极型PNP管Q₄₀₉的基极相连并接到偏置电压BIAS1上，其集电极均接到外接电源VCC上。

上述的中心频率线性可调的窄带滤波器，其特征在于次级跨导放大器402，包括第二对双极型NPN管Q₄₀₃、Q₄₀₄、第三双极型PNP管Q₄₁₀、第四双极型PNP管Q₄₁₁、第五双极型PNP管Q₄₁₂、第六双极型PNP管Q₄₁₃、第七双极型PNP管Q₄₁₄、第八双极型PNP管Q₄₁₅、第二电流源I_ref3和第三电流源I_ref4；

所述第二对双极型NPN管Q₄₀₃、Q₄₀₄的发射极相连构成差分对，并连接到所述第二电流源I_ref3；其基极分别作为次级跨导放大器402的负相输入端和正相输入端，并分别与所述缩小器401的负相输出端和同相输出端相连，其集电极分别与所述第四双极型PNP管Q₄₁₁和所述第六双极型PNP管Q₄₁₃的集电极相连；

所述第三双极型PNP管Q₄₁₀和第四双极型PNP管Q₄₁₁的基极均分别与其集电极相连，第三双极型PNP管Q₄₁₀的集电极与第四双极型PNP管Q₄₁₁的发射极相连，第三双极型PNP管Q₄₁₀的发射极接到外接电源VCC；

所述第五双极型PNP管Q₄₁₂，其基极与所述第七双极型PNP管Q₄₁₄的基极和集电极相连，其集电极与所述第六双极型PNP管Q₄₁₃的发射极相连，其发射极连接到外接电源VCC；

所述第七双极型PNP管Q₄₁₄，其集电极与所述第八双极型PNP管Q₄₁₅的发射极相连，其发射极连接到外接电源VCC；

所述第八双极型PNP管Q₄₁₅，其基极与所述第六双极型PNP管Q₄₁₃的基极和集电极相连，并连接到所述启动电路403的输出端V_st，作为所述次级跨导放大器402启动端，其集电极连接到所述第三电流源I_ref4，并作为所述次级跨导放大器402的输出端。

上述的中心频率线性可调的窄带滤波器，其特征在于启动电路403，包括第三电阻R₉、第九双极型PNP管Q₄₁₆和第十双极型PNP管Q₄₁₇；

所述第三电阻R9一端连接外接电源VCC，一端与所述第九双极型PNP管Q₄₁₆的发射极相连；

所述第九双极型PNP管Q₄₁₆的基极连接到电压偏置BIAS2，其集电极与所述第十双极型PNP管Q₄₁₇的发射极相连；

所述第十双极型PNP管Q₄₁₇的集电极接地，其基极作为所述启动电路403的输出端V_st，为所述次级跨导放大器402提供启动电压。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

本发明由于采用了差分结构的双极型跨导放大器，该放大器的第一级差分对接入了射极负反馈电阻，不仅增大了动态电压输入范围，而且增大了共模抑制比；该放大器的第二级采用跨导放大器，为滤波器提供一个具有高精度、低灵敏度、线性可调的跨导值，从而在实现中心频率与品质因数正交可调的同时，使得中心频率线性可调，扩展了滤波器的调节范围。

附图说明

图1为传统的用于红外接收的窄带滤波器原理框图；

图2为传统的用于窄带滤波器的CMOS型跨导放大器；

图3为本发明滤波器的整体电路结构图；

图4为本发明滤波器中的双极型跨导放大器电路结构图。

具体实施方式

以下结合附图及其实施例对本发明作进一步描述。

参照图3，本发明的中心频率线性可调的窄带滤波器，包括高通电容1、低通电容2、电阻反馈网络3，第一双极跨导放大器4和第二双极跨导放大器5；

第一双极跨导放大器4，其正相输入端V_in2与高通电容1的输出端相连，其输出端接到低通电容2的正相端V_out1，并经电阻反馈网络3反馈到其负相输入端V_in3；

第二双极跨导放大器5，其负相输入端与第一双极跨导放大器4的输出端V_out1相连，其正相输入端接地，其输出端反馈到第一双极跨导放大器4的正相输入端V_in2，构成电流负反馈结构。

上述高通电容1、电阻反馈网络3和第一双极跨导放大器4构成窄带滤波器的高通部分，该部分采用电压负反馈结构，引入负反馈后能够稳定跨导放大器的放大倍数，改善净输入量的非线性失真。

上述低通电容2和第二双极跨导放大器5构成窄带滤波器低通部分，该部分采用电流负反馈结构提高传输效率，增强了滤波效果。

参照图4，本发明的第一双极跨导放大器4，包括缩小器401、次级跨导放大器402和启动电路403，该缩小器401，用于对初始输入信号进行缩小，其正相输入端和负相输入端分别作为第一跨导放大器4的正相输入端和负相输入端，其正相输出端与次级跨导放大器402的正相输入端相连，其负相输出端与次级跨导放大器402的负相输入端相连；该次级跨导放大器402，其输出端作为第一双极跨导放大器4的最终输出端；该启动电路403，其输出端与次级跨导放大器402的启动端V_st相连，作为次级跨导放大器402的启动电路。

所述缩小器401，包括第一对双极型NPN管Q₄₀₁、Q₄₀₂、第一双极型PNP管Q₄₀₈、第二双极型PNP管Q₄₀₉，第一电阻R₁₀、第二电阻R₁₁和第一电流源I_ref2，其中：

第一对双极型NPN管Q₄₀₁、Q₄₀₂的发射极分别与所述第一电阻R₁₀和第二电阻R₁₁的一端相连构成差分对，其基极分别作为缩小器的正相输入端和负相输入端，其集电极分别与所述第一双极型PNP管Q₄₀₈和第二双极型PNP管Q₄₀₉的发射极相连，并分别作为缩小器的负相输出端和同相输出端；

第一电阻R₁₀和第二电阻R₁₁的另一端均与所述第一电流源I_ref2相连，构成射极负反馈网络；

第一双极型PNP管Q₄₀₈与第二双极型PNP管Q₄₀₉的基极相连并接到偏置电压BIAS1上，其集电极均接到外接电源VCC上。

上述第一电阻R₁₀和第二电阻R₁₁构成射极负反馈网络，通过适当选择第一电阻R₁₀和第二电阻R₁₁的阻值来设定电压缩小增益A，其值可表示为式3）

$A_1=\frac{V_T\ln [(\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{ref}2}+\frac{1}{2}{\mathrm{\ΔI}}_{e1})/(\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{ref}2}-\frac{1}{2}{\mathrm{\ΔI}}_{e1})]}{R_{10}\×\mathrm{\Δ}{I}_{e1}+V_t\ln [(\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{ref}2}+\frac{1}{2}{\mathrm{\ΔI}}_{e1})/(\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{ref}2}-\frac{1}{2}{\mathrm{\ΔI}}_{e1})]}---3)$

其中，ΔI_e1为流过第一电阻R₁₀和流过第二电阻R₁₁的电流差，V_T为双极型晶体管的本征参数，由式3)可以看出，通过调整第一电阻R₁₀的阻值就可以得到较小的缩小增益。

所述次级跨导放大器402，包括第二对双极型NPN管Q₄₀₃、Q₄₀₄、第三双极型PNP管Q₄₁₀、第四双极型PNP管Q₄₁₁、第五双极型PNP管Q₄₁₂、第六双极型PNP管Q₄₁₃、第七双极型PNP管Q₄₁₄、第八双极型PNP管Q₄₁₅、第二电流源I_ref3和第三电流源I_ref4，其中：

第二对双极型NPN管Q₄₀₃、Q₄₀₄的发射极相连构成差分对，并连接到所述第二电流源I_ref3，其基极分别作为次级跨导放大器402的负相输入端和正相输入端，并分别与所述缩小器401的负相输出端和同相输出端相连，其集电极分别与所述第四双极型PNP管Q₄₁₁和所述第六双极型PNP管Q₄₁₃的集电极相连；

第三双极型PNP管Q₄₁₀和第四双极型PNP管Q₄₁₁，其基极均分别与其集电极相连，第三双极型PNP管Q₄₁₀的集电极与第四双极型PNP管Q₄₁₁的发射极相连，第三双极型PNP管Q₄₁₀的发射极接到外接电源VCC；

第五双极型PNP管Q₄₁₂，其基极与所述第七双极型PNP管Q₄₁₄的基极和集电极相连，其集电极与所述第六双极型PNP管Q₄₁₃的发射极相连，其发射极连接到外接电源VCC；

第七双极型PNP管Q₄₁₄，其集电极与第八双极型PNP管Q₄₁₅的发射极相连，其发射极连接到外接电源VCC；

第八双极型PNP管Q₄₁₅，其基极与所述第六双极型PNP管Q₄₁₃的基极和集电极相连，并连接到所述启动电路403的输出端V_st，作为所述次级跨导放大器402启动端，其集电极连接到所述第三电流源I_ref4，并作为所述次级跨导放大器402的输出端。

第五双极型PNP管Q₄₁₂、第六双极型PNP管Q₄₁₃、第七双极型PNP管Q₄₁₄和第八双极型PNP管Q₄₁₅组成威尔逊电流源，不仅增大了次级跨导放大器402的输出电阻，而且确保了输出电流的精度，即确保了级跨导放大器402的跨导值的精确度，级跨导放大器402的跨导值g_m1可由式4)表示。

$g_{m1}=\frac{{\∂I}_{\mathrm{out}}}{{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{BE}}}=-\frac{I_{\mathrm{ref}3}}{{4V}_T}[1-\tan h^2\left(\frac{\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}}{{2V}_T}\right)]---4)$

其中，I_out为次级跨导放大器402的输出电流，ΔV_BE为第二对双极型NPN管Q₄₀₃、Q₄₀₄的基极之间的电压差，V_T为双极型晶体管的本征参数，由式4)可算出次级跨导放大器402的输入线性范围。

所述启动电路403，包括第三电阻R₉、第九双极型PNP管Q₄₁₆和第十双极型PNP管Q₄₁₇，其中：

第三电阻R9的一端连接外接电源VCC，一端与所述第九双极型PNP管Q₄₁₆的发射极相连；

第九双极型PNP管Q₄₁₆的基极连接到电压偏置BIAS2，其集电极与所述第十双极型PNP管Q₄₁₇的发射极相连；

第十双极型PNP管Q₄₁₇的集电极接地，其基极作为所述启动电路403的输出端V_st，为所述次级跨导放大器402提供启动电压，以避免发生闩锁效应。

由式3)和式4)综合便可得出第一双极跨导放大器4的跨导值g_m，如式5)所示。

$g_m=-\frac{V_T\ln [(\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{ref}2}+\frac{1}{2}{\mathrm{\ΔI}}_{e1})/(\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{ref}2}-\frac{1}{2}{\mathrm{\ΔI}}_{e1})]}{R_{10}\×{\mathrm{\ΔI}}_{e1}+V_t\ln [(\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{ref}2}+\frac{1}{2}{\mathrm{\ΔI}}_{e1})/(\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{ref}2}-\frac{1}{2}{\mathrm{\ΔI}}_{e1})]}\×\frac{I_{\mathrm{ref}3}}{4V_T}[1-\tan h^2\left(\frac{{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{BE}}}{2V_T}\right)]---5)$

由于在红外接收中窄带滤波器的前级电路往往是可变增益放大器，输入到窄带滤波器的信号能够达到几百甚至上千毫伏，因此需要通过调整缩小器401中的第一电阻R₁₀与第二电阻R₁₁的阻值来确定其缩小增益A₁的大小，以使输入到次级跨导放大器402的信号的幅值在其输入线性范围内。

由式5)可知，通过线性的调整第三电流源I_ref3的电流值来实现第一双极型跨导放大器4的跨导值g_m值的线性调节；由式2)与式3)可得，跨导值g_m的线性可调即可实现窄带滤波器的中心频率线性可调。

本发明的第二双极跨导放大器5的结构与第一双极跨导放大器4的结构完全相同，均采用双极工艺制作。

以上仅是本发明的一个最佳实例，不构成对本发明的任何限制，显然在本发明的构思下，可以对其电路进行不同的变更与改进，例如次级跨导放大器402的输出级也可采用推挽输出结构，但这些均在本发明的保护之列。

Claims (6)

1.一种中心频率线性可调的窄带滤波器，包括高通电容（1）、低通电容（2）、电阻反馈网络（3），其特征在于：还包括两个具有源极负反馈电路的双极跨导放大器（4，5）；

第一双极跨导放大器（4），其正相输入端V_in2与高通电容（1）的输出端相连，其输出端接到低通电容（2）的正相端V_out1，并经电阻反馈网络（3）反馈到其负相输入端V_in3；

第二双极跨导放大器（5），其负相输入端与第一双极跨导放大器（4）的输出端V_out1相连，其正相输入端接地，其输出端反馈到第一双极跨导放大器（4）的正相输入端V_in2，构成电流负反馈结构。

2.根据权利要求1所述的中心频率线性可调的窄带滤波器，其特征在于第一双极跨导放大器（4），包括缩小器（401）、次级跨导放大器（402）和启动电路（403）；

所述缩小器（401），用于对初始输入信号进行缩小，其正相输入端和负相输入端分别作为第一跨导放大器（4）的正相输入端和负相输入端，其正相输出端与次级跨导放大器（402）的正相输入端相连，其负相输出端与次级跨导放大器（402）的负相输入端相连；

所述次级跨导放大器（402），其输出端作为第一双极跨导放大器（4）的最终输出端；

所述启动电路（403），其输出端与次级跨导放大器（402）的启动端V_st相连，作为次级跨导放大器（402）的启动电路。

3.根据权利要求1所述的中心频率线性可调的窄带滤波器，其特征在于第二双极跨导放大器（5）的结构与第一双极跨导放大器（4）的结构完全相同，采用双极工艺制作。

4.根据权利要求2所述的中心频率线性可调的窄带滤波器，其特征在于缩小器（401），包括第一对双极型NPN管Q₄₀₁、Q₄₀₂、第一双极型PNP管Q₄₀₈、第二双极型PNP管Q₄₀₉，第一电阻R₁₀、第二电阻R₁₁和第一电流源I_ref2；

所述第一对双极型NPN管Q₄₀₁、Q₄₀₂的发射极分别与所述第一电阻R₁₀和第二电阻R₁₁的一端相连构成差分对，其基极分别作为缩小器的正相输入端和负相输入端，其集电极分别与所述第一双极型PNP管Q₄₀₈和第二双极型PNP管Q₄₀₉的发射极相连，并分别作为缩小器的负相输出端和同相输出端；

所述第一电阻R₁₀和第二电阻R₁₁的另一端均与所述第一电流源I_ref2相连，构成源极负反馈网络；

所述第一双极型PNP管Q₄₀₈和第二双极型PNP管Q₄₀₉的基极相连并接到偏置电压BIAS1上，其集电极均接到外接电源VCC上。

5.根据权利要求2所述的中心频率线性可调的窄带滤波器，其特征在于次级跨导放大器（402），包括第二对双极型NPN管Q₄₀₃、Q₄₀₄、第三双极型PNP管Q₄₁₀、第四双极型PNP管Q₄₁₁、第五双极型PNP管Q₄₁₂、第六双极型PNP管Q₄₁₃、第七双极型PNP管Q₄₁₄、第八双极型PNP管Q₄₁₅、第二电流源I_ref3和第三电流源I_ref4；

所述第二对双极型NPN管Q₄₀₃、Q₄₀₄的发射极相连构成差分对，并连接到所述第二电流源I_ref3；其基极分别作为次级跨导放大器（402）的负相输入端和正相输入端，并分别与所述缩小器（401）的负相输出端和同相输出端相连，其集电极分别与所述第四双极型PNP管Q₄₁₁和所述第六双极型PNP管Q₄₁₃的集电极相连；

所述第三双极型PNP管Q₄₁₀和第四双极型PNP管Q₄₁₁的基极均分别与其集电极相连，第三双极型PNP管Q₄₁₀的集电极与第四双极型PNP管Q₄₁₁的发射极相连，第三双极型PNP管Q₄₁₀的发射极接到外接电源VCC；

所述第五双极型PNP管Q₄₁₂，其基极与所述第七双极型PNP管Q₄₁₄的基极和集电极相连，其集电极与所述第六双极型PNP管Q₄₁₃的发射极相连，其发射极连接到外接电源VCC；

所述第七双极型PNP管Q₄₁₄，其集电极与所述第八双极型PNP管Q₄₁₅的发射极相连，其发射极连接到外接电源VCC；

所述第八双极型PNP管Q₄₁₅，其基极与所述第六双极型PNP管Q₄₁₃的基极和集电极相连，并连接到所述启动电路（403）的输出端V_st，作为所述次级跨导放大器（402）启动端，其集电极连接到所述第三电流源I_ref4，并作为所述次级跨导放大器（402）的输出端。

6.根据权利要求2所述的中心频率线性可调的窄带滤波器，其特征在于启动电路（403），包括第三电阻R₉、第九双极型PNP管Q₄₁₆和第十双极型PNP管Q₄₁₇；

所述第三电阻R9的一端连接外接电源VCC，一端与所述第九双极型PNP管Q₄₁₆的发射极相连；

所述第九双极型PNP管Q₄₁₆的基极连接到电压偏置BIAS2，其集电极与所述第十双极型PNP管Q₄₁₇的发射极相连；

所述第十双极型PNP管Q₄₁₇的集电极接地，其基极作为所述启动电路（403）的输出端V_st，为所述次级跨导放大器（402）提供启动电压。

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