CN103715993A

CN103715993A - 低频压控移相电路

Info

Publication number: CN103715993A
Application number: CN201310738124.5A
Authority: CN
Inventors: 赵明洪; 董晓辉
Original assignee: NTS Technology Chengdu Co Ltd
Current assignee: NTS Technology Chengdu Co Ltd
Priority date: 2013-12-27
Filing date: 2013-12-27
Publication date: 2014-04-09

Abstract

本发明公开了一种低频压控移相电路，包括正交电桥电路，所述正交电桥电路的两个输入输出端分别串接去耦电容，所述两个去耦电容分别连接变容二极管的反向端，所述两个变容二极管的正向端分别接地，所述去耦电容和变容二极管之间引出抽头与隔离电阻一端连接，所述隔离电阻另一端连接外部相位控制电压；其中，所述正交电桥电路包括第一3dB正交电桥，所述第一3dB正交电桥由电感L和端接电容C1、C2构成，所述电感L由同轴线绕在磁芯上构成。本发明低频压控移相电路体积小且易于实现，成本较低，利用其可以使低场MRI系统所用功率放大器覆盖8MHz到30MHz的低频带范围。

Description

低频压控移相电路

技术领域

本发明涉及低频移相电路领域，尤其是一种低频压控移相电路。

背景技术

核磁共振（MRI）成像技术在医疗领域得到了广泛的应用，在磁共振成像设备中，功率放大器是其中的重要部件之一。众所周知，在增强邻近信道功率比率以及改善功率放大器线性性方面，主要采用诸如反馈、前馈以及预失真之类的功率放大器线性性技术，所有这些技术都需要对输入信号和输出信号的幅度和相位进行比较，因此，必须要运用移相电路的移相功能。

目前的移相电路大多适用于在GHz频率的射频领域应用，例如申请号为200710094016.3的专利文件中公布了一种可变射频信号移相电路及射频信号移相方法。但该技术适合在GHz频率的射频领域应用，不适合应用于数十MHz频段以及带宽达到1个倍频程中的应用。

低场MRI（＜0.7特斯拉）系统所用功率放大器需要覆盖8MHz到30MHz的低频带范围，为了使设计的功率放大器能覆盖整个低场MRI系统的应用，要求所设计的移相电路能在8MHz到30MHz满足要求，同时在该频率范围，四分之一波长线较长，所以要求移相电路具有体积小的特点，目前还没有满足上述要求的移相电路。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术中所存在的上述不足，提供一种低频压控可变移相电路，其可以使低场MRI系统所用功率放大器覆盖8MHz到30MHz的低频带范围，体积小。

为了实现上述发明目的，本发明采用的技术方案是：

一种低频压控移相电路，包括正交电桥电路，所述正交电桥电路的两个输入输出端分别串接去耦电容，所述两个去耦电容分别连接变容二极管的反向端，所述两个变容二极管的正向端分别接地，所述去耦电容和变容二极管之间引出抽头与隔离电阻一端连接，所述隔离电阻另一端连接外部相位控制电压；其中，所述正交电桥电路包括第一3dB正交电桥，所述第一3dB正交电桥由电感L和端接电容C1、C2构成，所述电感L由同轴线绕在磁芯上构成。

优选的，所述变容二极管包括一个压控变容二极管。

优选的，所述变容二极管包括并联的至少两个压控变容二极管。

优选的，所述正交电桥电路还包括第二3dB正交电桥，所述第一3dB正交电桥的一个输入输出端和隔离端分别通过预定相位长度的延迟线与第二3dB正交电桥的耦合端和一个输入输出端连接；所述第一3dB正交电桥的另一个输入输出端和第二3dB正交电桥的另一个输入输出端分别连接所述去耦电容。通过对3dB正交电桥进行级联的方式可以实现移相电路频带的展宽，实现1倍频程的带宽。

优选的，所述预定相位长度的延迟线是同轴线缆或LC集中参数延迟线。

优选的，所述延迟线的预定相位长度为22°至24°。

优选的，所述第二3dB正交电桥与所述第一3dB正交电桥结构相同。

本发明工作原理：射频信号从3dB正交电桥的耦合端口输入，从两个输入输出端口输出正交的两路信号，通过外部相位控制电压控制变容二极管的电容值实现移相及信号全反射，全反射的两路信号经3dB正交电桥重新合成并在隔离端口输出。

与现有技术相比，本发明的有益效果：

本发明的低频压控移相电路可以对信号的相移大小进行电压控制，其中的3dB正交电桥由电感L和端接电容C1、C2构成，所述电感L由同轴线绕在磁芯上构成，磁芯可以提高电感的品质因素、降低损耗和缩短同轴线的长度，由电感L和电容C1、C2构成的集中参数电桥在低频应用中具有体积小，结构简单的特点，在低频段，该方案体积小且易于实现，成本较低，利用其可以使低场MRI系统所用功率放大器覆盖8MHz到30MHz的低频带范围。在优选方案中使用同轴线缆或与之等效的LC集中参数延迟线将两个电桥串联以获得约1倍频程的宽带性能，在低频段频带宽，进一步完善和改进了MRI功率放大器覆盖低场的宽带应用能力。

附图说明：

图1是本发明实施例中低频压控移相电路原理图；

图2是本发明另一实施例中低频压控移相电路原理图；

图3是变容二极管电容与压控电压的曲线图；

图4是变容二极管电容对15MHz信号的移相曲线图。

具体实施方式

下面结合具体实施方式对本发明作进一步的详细描述。但不应将此理解为本发明上述主题的范围仅限于以下的实施例，凡基于本发明内容所实现的技术均属于本发明的范围。

实施例1：

如图1所示，本发明的低频压控移相电路，包括正交电桥电路，所述正交电桥电路包括第一3dB正交电桥，所述第一3dB正交电桥由电感L和端接电容C1、C2构成，所述电感L由同轴线绕在磁芯上构成。第一3dB正交电桥两个输入输出端（2、3）分别串接去耦电容（C3、C4），所述两个去耦电容（C3、C4）分别连接变容二极管（D1、D2）的反向端，所述两个变容二极管（D1、D2）的正向端分别接地，所述去耦电容（C3、C4）及对应的变容二极管（D1、D2）之间引出抽头分别与隔离电阻（R1，R2）一端连接，所述两个隔离电阻（R1，R2）的另一端连接外部压控电压Vpe。工作时射频信号从3dB正交电桥的耦合端口1输入，从两个输入输出端口（2、3）输出正交的两路信号，通过外部压控电压Vpe控制变容二极管（D1、D2）的电容值实现移相及信号全反射，全反射的两路信号经3dB正交电桥重新合成并在隔离端口4输出。上述电容C1、C2，去耦电容C3、C4，变容二极管D1，D2，隔离电阻R1，R2分别对称，型号和性能尽量一致。所述变容二极管（D1、D2）均为一个压控变容二极管，也可以是多颗压控变容二极管并联。所述压控电压Vpe通过隔离电阻R1，R2供给变容二极管（D1、D2）压控信号并改变变容二极管（D1、D2）的电容。所述变容二极管（D1、D2）分别对3dB正交电桥2、3端口输出的正交信号全反射并移相，相移的大小由变容二极管（D1、D2）的电容值决定，信号经过3dB正交电桥合成后从隔离端口4输出。通过压控电压Vpe对变容二极管（D1、D2）电容值的控制实现移相电路的压控移相。

当射频信号从端口2、3输入到变容二极管时，与输入信号的负载为二极管对应的电容C3或C3等效，而信号的输入阻抗Z₀为电桥的输出阻抗50欧姆。由此得到信号的反射系数Г₀：

Γ_{0} = \frac{1 / j 2 πfC - Z_{0}}{1 / j 2 πfC + Z_{0}}

式中：f为信号的频率，C为变容二极管的电容，Z₀为电桥的输出阻抗50欧姆

据反射系数Г₀的定义，其角度即为信号经二极管反射后的相移量θ：

θ = &angle; Γ_{0} = \arctan \frac{- 4 Z_{0} πfC}{1 - {(Z_{0} 2 πfC)}^{2}} * 180 / π

（-90°≤θ≤0°）

或

θ = &angle; Γ_{0} = \arctan \frac{- 4 Z_{0} πfC}{1 - {(Z_{0} 2 πfC)}^{2}} * 180 / π - 180^{0}

（-180°≤θ≤-90°）

根据公式，可以得到在输入15MHz信号时，信号经电容反射后的相移量随电容大小的关系，详见图4。负角度代表反射信号滞后输入信号的相位。结合图3中变容二极管的电容随电压的变化曲线，控制电压从0.5V变化到3V，电容从166pF减小到49pF，相移量从-76°变化到-26°，绝对相移量为50°，电容值的大小与相移量的大小不是线性关系，随着电容的增加，相移量最终收敛于-180°。相移后的信号再从2、3端口输入，由于端口3的相位滞后端口2的相位90度，信号从端口4输出，此时端口1为隔离端。

本发明的低频压控移相电路可以对信号的相移大小进行电压控制，其中的3dB正交电桥由电感L和端接电容C1、C2构成，所述电感L由同轴线绕在磁芯上构成，磁芯可以提高电感的品质因素、降低损耗和缩短同轴线的长度，由电感L和电容C1、C2构成的集中参数电桥在低频应用中具有体积小，结构简单的特点。在低频段，该方案体积小且易于实现，成本较低，利用其可以使低场MRI系统所用功率放大器覆盖8MHz到30MHz的低频带范围。

实施例2：

如图2所示，为了获得低频宽带性能，本实施例中所述正交电桥电路还包括第二3dB正交电桥，参考图1的结构，唯一的区别是正交电桥电路由两个单节3dB正交电桥用相位长度为θ的延迟线级联在一起形成的正交电桥实现。所述第一3dB正交电桥的一个输入输出端2和隔离端4分别通过相位长度为θ的延迟线与第二3dB正交电桥的耦合端1和一个输入输出端3连接；所述第一3dB正交电桥的另一个输入输出端3和第二3dB正交电桥的另一个输入输出端2分别连接所述去耦电容（C3、C4）。所述两个去耦电容（C3、C4）分别连接变容二极管（D1、D2）的反向端，所述两个变容二极管（D1、D2）的正向端分别接地，所述去耦电容（C3、C4）及对应的变容二极管（D1、D2）之间引出抽头分别与隔离电阻（R1，R2）一端连接，所述两个隔离电阻（R1，R2）的另一端连接外部压控电压Vpe。其中所述相位长度为θ的延迟线是同轴线缆或LC集中参数延迟线，相位长度θ为22°至24°，本实施例中优选为23°。所述第二3dB正交电桥与所述第一3dB正交电桥结构相同，具体结构见图1。通过对3dB正交电桥进行级联的方式可以实现移相电路频带的展宽，实现1倍频程的带宽。使用同轴线缆或与之等效的LC集中参数延迟线将两个电桥串联以获得约1倍频程的宽带性能，在低频段频带宽，进一步完善和改进了MRI功率放大器覆盖低场的宽带应用能力。在本实施例中，所述变容二极管D1、D2为压控变容二极管，在其他实施例中也可以为并联的至少两个压控变容二极管。变容二极管由多颗变容二极管并联，可增大移相电路的移相范围和压控斜率。

下面以采用并联的3颗变容二极管的移相电路为例进行具体说明，参看图2，用并联的3颗变容二极管取代D1和D2，变容二极管采用MACOM公司的MAVR001320变容二极管（图未示）。压控电压Vpe由R1，R2外接电源提供，R1、R2都为1K欧姆的电阻。输入射频信号测试，图3为变容二极管的电容随压控电压Vpe的关系曲线，从图3中可以看出，相位控制压控电压Vpe从0.5V变化到3V，三颗变容管的电容从166pF减小到49pF。

利用矢量网络分析仪测试该移相电路的输出信号的幅度和相位，测试结果见下表：

从表中数据可见，在8MHz～30MHz频带范围内，Vpe从0V变化到3.5V，移相角度变化约42度～96度，其插入损耗控制在2dB以内，波动小于0.6dB。

综上所述，本发明通过变容二极管的电容随反向电压变化，以及电容随低频信号的反射与移相的特点，同时使用级联方式的电桥，实现了对低频信号相位的移相。其体积小、工作频带宽，插损小且随控制电压变化小，结构简单易于实现，成本低，能较好地应用于MRI功放的相位修正环路，实现整个低场磁共振的全频率覆盖。

上面结合附图对本发明的具体实施方式进行了详细说明，但本发明并不限制于上述实施方式，在不脱离本申请的权利要求的精神和范围情况下，本领域的技术人员可以作出各种修改或改型。

Claims

1.一种低频压控移相电路，其特征在于，包括正交电桥电路，所述正交电桥电路的两个输入输出端分别串接去耦电容，所述两个去耦电容分别连接变容二极管的反向端，所述两个变容二极管的正向端分别接地，所述去耦电容和变容二极管之间引出抽头与隔离电阻一端连接，所述隔离电阻另一端连接外部相位控制电压；其中，所述正交电桥电路包括第一3dB正交电桥，所述第一3dB正交电桥由电感L和端接电容C1、C2构成，所述电感L由同轴线绕在磁芯上构成。

2.根据权利要求1所述的低频压控移相电路，其特征在于，所述变容二极管包括一个压控变容二极管。

3.根据权利要求1所述的低频压控移相电路，其特征在于，所述变容二极管包括并联的至少两个压控变容二极管。

4.根据权利要求1或2或3所述的低频压控移相电路，其特征在于，所述正交电桥电路还包括第二3dB正交电桥，所述第一3dB正交电桥的一个输入输出端和隔离端分别通过预定相位长度的延迟线与第二3dB正交电桥的耦合端和一个输入输出端连接；所述第一3dB正交电桥的另一个输入输出端和第二3dB正交电桥的另一个输入输出端分别连接所述去耦电容。

5.根据权利要求4所述的低频压控移相电路，其特征在于，所述预定相位长度的延迟线是同轴线缆或LC集中参数延迟线。

6.根据权利要求5所述的低频压控移相电路，其特征在于，所述延迟线的预定相位长度为22°至24°。

7.根据权利要求4所述的低频压控移相电路，其特征在于，所述第二3dB正交电桥与所述第一3dB正交电桥结构相同。