CN103713199B - 利用抗干扰测量信号来监视和测量绝缘电阻的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种利用抗干扰测量信号来监视和测量绝缘电阻的方法。具体地说，本发明涉及一种监视和测量未接地和接地的电源系统中的绝缘电阻的方法，包括以下的方法步骤：生成周期性的测量信号、将测量信号耦合在要被监视的电源系统的有效导体和地之间、以及检测和评估测量信号的测量值。解决这个任务在于所生成的测量信号通过具有至少三个谐波的有限数量的谐波振荡的叠加形成为多频信号。可替换地，多频信号还可以借助于在二元序列优化基础上的时域中的信号形状的目标分段构造或者通过借助于时分复用方法生成测量信号来实现。此外，本发明涉及监视绝缘电阻的信号发生器，其包括信号发生器电路，该信号发生器电路包括生成和存储根据本发明的方法的多频信号的装置。

Description

利用抗干扰测量信号来监视和测量绝缘电阻的方法

技术领域

本发明涉及一种用于监视和测量未接地和接地的电源系统中的绝缘电阻的方法，该方法包括以下的方法步骤：生成周期性的测量信号、将测量信号耦合在要被监视的电源系统的有效导体和地之间、以及检测和评估测量信号的测量值。

此外，本发明涉及一种用于监视未接地和接地的电源系统中的绝缘电阻的信号发生器，该信号发生器包括用于生成周期性的测量信号的信号发生器电路，并且包括用于将测量信号耦合在要被监视的电源系统的有效导体和地之间的耦合电路。

背景技术

对于电源系统和设备中的人员、系统和火灾安全，监视绝缘电阻，即要被监视的电源系统中相对于地的电阻（包括连接至要被监视的电源系统的所有设备的电阻），是电气系统的无故障运行的必需的先决条件。没有足够高的绝缘电阻，不再保证对直接和间接接触的保护。电气系统的故障可能给人员带来危险、导致生产损失或者系统的中断，或者短路电流或接地故障电流可能造成火灾和爆炸。在新组装的系统和设备中，绝缘电阻通常足够高，但是在系统的运转的过程中，它可能通过电学和机械影响和通过环境影响和老化效应被减小。

在接地网络（TN系统）以及未接地网络（IT系统）中可以进行绝缘电阻的测量，在运转期间绝对的绝缘值的持续监视扮演显著的作用。对于该测量，与网络的类型无关，信号发生器和测量装置被插入在电源系统的有效导体和之间，信号发生器将测量信号电压施加到网络中，以便在绝缘故障的情况下形成与绝缘故障成比例的测量电流产生其中的闭合电路。该测量电流通过测量装置来记录并且因此允许关于绝缘电阻的强度的说明。

在今天的现代网络中，多个设备设有电子部件。为了防止例如通过由逆变器所生成的直流分量引起的测量失真，考虑到可靠的绝缘监视，测量方法已经不断地被进一步开发。因此，已知的做法是使用在纯交流网络中叠加DC测量电压而不使直流分量失真的方法，而在有故障的环境中，使用具有方波发生器脉冲形状的受控的具体地说时钟化的测量电压。尽管在当前待售的监视设备中使用的这类方波脉冲序列经证明对宽带干扰信号相对不敏感，但是它们在窄带干扰的情况下显示出不足的鲁棒性。

根据DE3882833T2，进一步知晓可以通过合适的评估电路供给AC电压参考信号，基于该AC电压参考信号能够计算复数绝缘阻抗的实部和虚部。由于正弦的参考信号仅仅具有一个频率分量，因此它对在参考信号的频率范围内出现的干扰信号相对敏感。

为了能够更好地处理低频干扰，在EP0593007B1中提出了在具有等幅度的两个周期性测量信号交流电压的基础上的复数网络漏泄阻抗的计算。然而，两个交流电压的频率应该位于大部分不受到干扰信号的范围中并且通过简化的功能相关，忽略网络感应性，对于可计算的网络泄漏值是相对较低。

用于确定绝缘电阻的根据现有技术可知的方法提供对窄带干扰信号不足的抗干扰性，尤其是对具有仅仅一个离散频率的干扰信号来说。此外，所使用的测量信号依赖调节为各个测量信号形状并且显示对于干扰信号的抑制的不同效率的评估方法。总而言之，到目前为止不能令人满意地解决干扰抑制的问题。

发明内容

因此，本发明的目的在于开发一种用于监视和测量具有对干扰信号，尤其是对窄带干扰信号的提高的抗干扰性的绝缘电阻的方法和装置。

对于方法，实现与权利要求1的前序有关的该目的在于：所生成的测量信号通过具有至少三个谐波的有限数量的谐波振荡的叠加形成为多频信号。

有故障的电源系统的模拟已经显示：如果所生成的周期性测量信号的频谱几乎不包括离散分量，即如果它包括具有有限数量的傅里叶分量的傅里叶级数，则由连接到该网络的其它电气系统和设备所引起的诸如振荡的某些类型的干扰信号可以被成功地抑制。在下文中，这个特征被称作“多频”。由于在这里仅仅描述周期性测量信号并且周期性信号总是具有线状谱（频率离散谱），因此术语“频谱”应该被认为描述该谐波的傅里叶系数，第一谐波或者一阶谐波对应于具有基频（发生器频率）f_gen的谐波振荡和具有频率nf_gen的第N谐波或者n阶谐波。

通过有限数量的谐波振荡，通常通过基频及其谐波的正弦信号形成的这种多频信号的使用具有如下的优点：因为它们仅仅可以影响傅里叶频谱的单个分量，因此有效地抑制干扰振荡。如果根据本发明通过至少三个叠加振荡（谐波）形成测量信号，则其余的未受干扰的傅里叶系数仍然允许对绝缘阻抗的正确值的多数决定法。因此，测量信号U_gen（发生器电压）可以被表示为：

其中f_gen：基本发生器频率，n：谐波的阶。

因此，基本发生器频率的周期持续时间为：T_gen=1/f_gen。属于公式（1）的傅里叶系数是具有绝对值1的实数值。

在该方法的有益的实施例中，最小化测量信号的峰值与均方根的比值。

在公式（1）中所描述的测量信号易于被生成并且与根据现有技术知晓的方波脉冲序列相比，它显示出对窄带干扰信号的提高的干扰电阻。然而，如果所叠加的正弦信号的均方根和功率在发生器的给定的调制限制内被优化，以便追求最大限度可能的信噪比（signal-to-noise ratio,SNR）,则可以进一步增加这个电阻。在给定的干扰信号功率中，这个过程相当于测量信号功率（有用的信号功率）的最大化并且从而对应于测量信号的峰值与均方根（峰值因数、振幅因数）的比值的最小化。

优选地，测量信号的峰值与均方根的比值的最小化利用相位优化来产生。

所选择的谐波的频率在相位优化期间以有益的方式保持不变；只是他们的相位彼此偏移，使得振幅因数到达最小值或者至少变为尽可能小。复数的傅里叶系数是时间（相位）偏移同时振幅频谱恒定的结果。

有利地，相位优化根据Schroeder相位公式来生成：

其中，φ_n是n阶谐波的相位并且N是谐波的数量。

根据声学所知晓的，根据M.R.Schroeder（1970）的这个相位优化可以按照简单方式被计算上应用到有限数量的谐波测量信号分量并且因此可以实现尽可能小的振幅因数。

在复数的傅里叶系数的绝对值等于1的情况下，Schroeder相位公式（2）插入到公式（1）中产生测量信号：

在进一步的替换实施例中，出现相位优化是因为具有谐波的递增的相位变化的测量信号形状被计算。

利用计算程序，单个谐波的相位被递增地改变直到找到可接受的振幅因数的最小值为止。利用通过相位变化的这个相位优化所生成的测量信号然后成为：

其中，ψ_n,v是在相位变化后的单个谐波的相位。

上述优化方法两者因此目的在于通过使振幅因数最小化来实现尽可能高的信噪比。在少量谐波的情况下，相位变化的方法不需要长的计算时间并且提供最小的振幅因数。然而、在非常多的谐波情况下，根据Schroeder的相位优化似乎是更有效的方法。

在该方法的有利的实施例中，谐波的振幅随着频率单调地增加。

根据Schroeder相位公式（2）的相位优化假设对于每个谐波而言振幅值同样大。然而，由于高阶谐波因为绝缘阻抗的电容负载（泄漏电容）而比基本频率更强烈地被衰减，所以随着频率而增加的单个测量信号分量的振幅增加在生成测量信号时是可感觉的，以便保证即使对于最高期望的谐波也具有足够的信噪比。因此，在公式（4）中，振幅系数a_n被附加地引入：

其中复数的傅里叶系数的绝对值由系数a_n给出。复数的绝缘阻抗的低通效应因此可以被有效地抵消。

优选地，振幅增加以谐波的振幅随着频率线性地增加这样的方式实施。计算已经显示振幅系数a_n与频率的简单线性关系实际上是足够的，以便作为谐波的阶n的函数的振幅系数a_n的增加可以表示为：

a_n＝a₁+b(n-1) (6)

利用在0.5到1的范围内的斜率b来实现好的结果。此外，在这种情况下，相位优化可以根据相位变化的方法来执行直到找到振幅因数的最小值为止。

为了使所选择的谐波的功率最大化，测量信号的受控的过调制可以进一步出现，因为可以设置限制和/或放大因数和/或DC偏移。

如果EMC现象不是一个因素并且评估方法还可以容许不期望的谐波，即未使用的谐波-与对于评估可用的所选择的谐波相反，则谐波的功率的进一步增加通过多频信号的受控的过调制是可能的。在这个背景下，放大因数和/或DC偏移可以被设置为在通过限制所预先确定的信号振幅（动态范围）内的过调制的参数。由于上升的放大因数，边缘陡度-并且因此更高谐波的电平-增加。此外，可选的DC偏移可以生成单个谐波的功率的甚至更高的增益，作为这个的结果，可以在动态范围内创建谐波的振幅的更多空间。两个参数（放大因数和DC偏移）的变化可以提供实现谐波的功率的最大化同时观察变化的因而产生的频谱的可能性。

通过将受控的过调制变换到极限的过调制，方波脉冲序列能够以所选择的谐波的功率在预先确定的动态范围中变为最大这样的方式来生成。

如果放大因数增加到处于几乎无限边缘陡度的信号变为方波信号这样的程度，则所选择的谐波的功率可以变为在预先确定的动态范围中的最大值。

此外，关于与权利要求10的前序有关的方法的任务被解决：因为所生成的测量信号通过方波脉冲序列被构建为多频信号，所以方波脉冲形成被分成相等长度的m部分的序列，该m部分是以有序方式、以0/1的单极方式或者以-1/+1的双极方式被二元地设置，用于所选择的谐波的傅里叶系数针对2^m可能的方波脉冲序列中的每一个被计算，以及达到关于它的频谱构成的预先确定的要求的方波脉冲序列被选择。

作为对前述方法的替换，多频信号还可以利用在时域中的信号形状的目标分段构造（targeted portioned construction）来产生，以便达到关于频谱范围内的构成的特定的要求。起始点是具有持续时间T_gen并且形成方波脉冲序列的方波脉冲首先被分成m部分的二元序列优化，其中该m部分然后与可能的二元组合关联并且因而产生的2^m信号过程的各个频谱构成被评估。选择其傅里叶系数在允许容差内的感兴趣的频率点处满足预先确定的要求的序列。

根据生成抗干扰测量信号的更大开发的目的，施加在傅里叶系数的振幅分布上的标准可以包括诸如以下的要求：所选择的谐波的功率变为在预先确定动态范围中的最大值、基频的低谐波被抑制、谐波的振幅随着频率单调地增加和/或谐波的振幅随着频率线性地增加。

在进一步的实施例中，方波脉冲序列的边缘可以通过插入内插节点来被后处理，从而产生偏离方波脉冲的信号形状。

在泄漏电容不存在或者非常小的情况下，方波脉冲序列可能过激（overexert）关于传输带宽的测量装置的电子部件。例如，在Δ-Σ模拟-数字转换器的情况下，在输入信号的陡峭边缘中出现采样误差，或者运算放大器由于它们的限制的边缘陡度（转换速率（slewrate））而造成误差。因此一个解决方案在于通过将内插节点插入到信号过程中来改变所生成的方波脉冲序列。这产生偏离方波脉冲并且具有更良好的、带限制的频谱轮廓的信号形状。

优选地，利用线性内插节点生成梯形脉冲序列。

这些序列具有限制的边缘陡度并且因此减轻电子部件上的压力。发生器周期T_gen被分成甚至更精细的时间段并且发生器电压U_gen的采样值-在双极显示中-不仅被设置为-1或者+1而且线性内插节点被另外地插入在-1/+1交替之间，即在边缘区域中。如果仅仅一个附加的节点是可能的，则将插入零；如果例如三个附加的节点是可能的，则分别插入-1/2、0、1/2或者1/2、0、-1/2。作为更平缓的电平变换的结果，高阶谐波的共享减少。如果不用作评估的高阶谐波仍然是干扰的，则+1/-1交替之间的可能的内插节点的数量可以被进一步增加。

在另一实施例中，可以利用该内插节点生成具有余弦边缘或者具有大部分线性地连续边缘（largely linearly running edges）和到恒定部分的圆润转换（roundedtransitions to the constant portions）的脉冲。

插入线性内插节点导致测量信号的梯形形状；因此，在时间过程中，它仍然包括相当于高频部分的锋利边缘的（sharp-edged）变换。对总的带限制的测量信号的高阶谐波的另一弱化可以通过利用余弦形状的边缘来替换线性边缘来实现。利用大部分线性连续边缘和到恒定部分的圆润转换的中间形状由于更不锋利的信号轮廓也引起高阶谐波的弱化。在一些评估方法中，这个边缘形状可以提高绝缘阻抗的非常小的时间常数的分辨率并且如果希望限制最大增长率则使用这个边缘形状。在这个背景下，已经发现舍入范围应该是相对小，因为不然的话，最高有用谐波的功率再次损失。

此外，关于与权利要求18的前序有关的方法的目的被实现在于：所生成的测量信号通过分配了正交函数系的不同的选择的阶的函数的时间上后来的并且不断合并的信号部分形成为测量信号周期内的多频信号。

如果大体上假设该评估在多于一个发生器周期上延伸的评估周期，则单个谐波可以利用时分复用方法按照时间上后来的方式来被生成。那里，测量信号周期（测量信号的重复周期-对应于评估周期）包括其数量对应于所选择的谐波的数量并且分配了正交函数系的所选择的阶的函数的不断地合并的多个信号部分。不同的n阶代表不同的n阶谐波并且因此允许多频信号的目标的频谱构成。另外，采用时间正交性，还可以包括例如相同频率的正弦和余弦函数的相同阶的函数，以便能够通过评估实部和虚部来确定复数的绝缘阻抗。

优选地，该函数是正弦函数和它们的谐波。正弦函数作为正交函数系的基本函数的简单实施是便利的。

在这些函数中，信号部分的过调制和/或限制可以出现，以便增加高阶谐波的均方根。

可替换地，该函数还可以是平方函数、沃尔什函数、梯形函数或者具有余弦边缘的函数。

正交沃尔什函数系的函数特别适合于利用相应的评估方法来确定绝缘阻抗的实部和虚部，而具有余弦边缘的函数的特点在于：在带宽限制方面具有好的频谱特性。

梯形函数可以具有大部分线性连续边缘和到恒定部分的圆润转换并且因此已经具有不期望的高阶谐波的弱化的上述优点。

如果评估周期在多个发生器周期上延伸，则信号部分优选地具有相同长度。例如，如果基频的第一、第二以及第三谐波按照时间上后来的方式生成，则合理的是使每个信号部分具有与发生器周期的长度相同的长度，例如使得多频测量信号的重复周期是发生器周期的三倍或者分别地，测量信号的重复频率是基频的三倍。

如果评估周期不限于发生器周期的整数倍数，则函数的加权利用不同长的信号部分可以出现。在给出不同阶的函数期间，单个信号部分确实不再对应于正好一个发生器周期并且具有不同的长度。通过选择长度比，可以实现有利于期望的所选择的谐波的相对加权。

对于装置，该目的通过监视未接地和接地的电源系统中的绝缘电阻的信号发生器来实现，该装置包括用于生成周期性的测量信号的信号发生器电路并且包括用于将测量信号耦合在要被监视的电源系统的有效导体和地之间的耦合电路，该信号发生器电路包括生成和存储根据权利要求1-9、10-17或者18-24的本发明的方法中的至少一个所生成的多频测量信号的装置。

其它有利的设计特征由随后的描述和附图产生，其通过示例示出了本发明的优选实施例。

附图说明

图1示意性地示出了具有信号发生器和测量装置的电源系统；

图2示出了根据本发明的多频信号；

图3a、3b示出了相位优化后的多频信号以及频谱；

图4a、4b示出了过调制的多频信号以及频谱；

图5a、5b示出了二元优化后的矩形多频信号以及频谱；

图6a、6b示出了梯形多频信号以及频谱；

图7示出了利用测量信号（U_a）所修改的方波脉冲（U_gen）的边缘形状；

图8示出了根据时分复用方法合成的多频信号；

图9示出了根据时分复用方法合成的多频信号的频谱；

图10示出了根据时分复用方法合成的具有不同长度的信号部分的多频信号；以及

图11示出了根据图10的信号的频谱。

具体实施方式

在示意图中，图1示出了电源系统的网络导体1，该网络导体1通过（有故障的）绝缘电阻R_F3和泄漏电容C_E4连接到地电位2。例如绝缘监控设备的监控装置的信号发生器电路5生成通过耦合电阻R_A6提供给网络导体1的测量信号U_gen（发生器电压）。原则上，也可以耦合电流信号而不是作为测量信号的测量电压，其中然后可以省略耦合电阻R_A。网络导体上的测量信号的测量值由测量电路7记录并且在后来的评估装置中被用于计算绝缘电阻R_F3和泄漏电容C_E4。

在图2中，示出了根据本发明的多频信号。从根据公式（1）的简单叠加（点状线）开始，图2示出了根据公式（3）的Schroeder相位优化（虚线）和在通过根据公式（4）的相位变化的相位优化之后的振幅因数最小化的结果（实线）的叠加。两个相位优化方法在振幅轮廓中具有明显更小的极限值，后面的曲线导致更小的极限值。

图3a和3b示出了在对相关频谱进行相位优化后的多频信号。多频信号包括三个频率，即基频的第三、第四以及第五谐波，并且它按照导致振幅系数的频率线性增加的方式被调制。

在图4a和4b中，示出了过调制的图3a和3b的多频信号。在图4b中，与图3b（没有过调制）相比，可以看出谐波的功率的增加。作为过调制的结果，在第一、第二、第六以及第七谐波的点处也出现弱电平。

图5a和5b示出了具有从二元序列优化特别地生成以便最大化第三、第四以及第五谐波的功率的相关频谱的方波脉冲序列。另外，正如从图5b清楚地得出，边际条件设置为：离散频谱（对于期望的谐波）在与公式（6）类似的参数内单调地增加。这里，不利用方波脉冲序列自然地具有下降1/f的频谱包络曲线的事实。作为替代，关注所选择的谐波的目标生成和调节该谐波的功率，以便构建具有高抗干扰性的测量信号。

在图6a和6b中，可以看到具有相关频谱的梯形多频信号，该信号已经由通过插入线性内插节点的二元序列优化方波脉冲序列的修正产生。梯形脉冲序列为了生成阶1到6的六个所选择的可用的谐波被确定，并且正如图6b中可以看到的，具有仅仅微弱明显的高阶谐波。

图7示出了利用其频谱参数例如可以达到所需要的带宽的、修改过的后处理的方波脉冲的不同的边缘形状的示例。示出了线性边缘（短破折号的线）、余弦边缘（长破折号的线）以及具有到恒定部分的圆润转换的大部分线性连续边缘（实线）。

图8示出了具有大振幅的测量信号U_gen的示例，其中利用时分复用方法陆续地生成基频f_gen的第一、第二以及第三谐波。因而产生的测量信号的重复周期对应于相应的谐波分别被生成的相等长度（信号发生器周期T_gen）的三个信号部分的长度的总和。在相同长的信号部分的情况下，仅仅具有使单个谐波的振幅（调制）随着频率而增加的有限的可能性。然而，能够看出第一谐波被略微欠调制、第二谐波被略微地过调制（轻微的限制）以及第三谐波被强烈地过调制（方波形状）。

信号部分中的正弦信号还可以用方波信号代替。例如，在图9中，示出了根据时分复用方法合成的多频信号的频谱，这由在三个相同长的信号部分（信号发生器周期T_gen）上的积分时间产生，其中在单个信号部分中，陆续地生成其各个基频对应于第一，第二以及第三阶的谐波的各个频率的方波信号。重复频率是1/（3T_gen）。能够看出，在多频信号的构造中，基于第三谐波的振幅分布延伸到根据数学分解的傅里叶系数分布的包络曲线那边。在展示在这的情况下，有意地生成的第三谐波受益于第一谐波，因为基于第一谐波本身的方波振荡有助于第三谐波的振幅。

通过根据时分复用方法合成的并且具有不同长度的信号部分的多频信号提供更多的设计选项，其在图10中被示出。在这种情况下，利用以单个信号部分具有不同的长度这样的方式的加权产生谐波的相互的相对振幅的调整。在长度T_gen的第一信号部分中，生成第一谐波的（频率的）方波振荡，后面是长度3/2T_gen的信号部分中，生成第二谐波的（频率的）三个方波振荡，后面是长度5/3T_gen的信号部分中，生成第三谐波的（频率的）五个方波振荡。重复周期因此是1+3/2+5/3=4.166信号发生器周期T_gen。

图11示出了相关频谱。由于信号部分的不同长度，所以在开头的三个谐波之间应该预期1:3/2:5/3的振幅比。然而，由于基于第一谐波的方波振荡已经有助于第三谐波，所以可以从图11得出1:3/2:2的比值，即具有公式（6）中的斜率b=0.5的随着频率线性增加的期望过程。

Claims (16)

1.一种用于监视和测量未接地和接地电源系统中的绝缘电阻(3)的方法，所述方法包括以下方法步骤：

生成周期性的测量信号，

将所述测量信号耦合在要被测量的电源系统的有效导体(1)和地(2)之间，

检测和评估所述测量信号的测量值，

其特征在于，

所生成的测量信号借助于方波脉冲序列构建为多频信号，形成所述序列的方波脉冲被分成相等长度的m部分，以有序方式、以0/1的单极方式或者以-1/+1的双极方式二元地设置所述m部分中的每一个，对于2^m种可能的方波脉冲序列中的每一个计算所选择的谐波的傅里叶系数，选择满足关于它的频谱构成的预先确定的要求的方波脉冲序列。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所选择的谐波的功率变为在预先确定的动态范围中的最大值。

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，基频的低谐波被抑制。

4.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述谐波的振幅随着所述谐波的频率单调地增加。

5.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述谐波的振幅随着所述谐波的频率线性地增加。

6.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述方波脉冲序列的边缘通过插入内插节点来被后处理，导致偏离所述方波脉冲的信号形状。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，借助于线性内插节点来生成梯形脉冲序列。

8.如权利要求6所述的方法，其特征在于，借助于所述内插节点，生成具有余弦边缘或者具有大部分线性连续边缘和到恒定部分的圆润转换的脉冲。

9.一种用于监视和测量未接地和接地的电源系统中的绝缘电阻(3)的方法，所述方法包括以下方法步骤：

生成周期性的测量信号，

将所述测量信号耦合在要被监视的电源系统的有效导体(1)和地(2)之间，

检测和评估所述测量信号的测量值，

其特征在于，

所生成的测量信号通过时间上后来的并且不断地合并的信号部分形成为在测量信号周期内的多频信号，其中，正交函数系的不同的所选择的阶的函数借助于时分复用方法一个接一个地布置在所述测量信号周期内。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述函数是正弦函数和正弦函数的谐波。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，为了增大更高阶谐波的均方根，进行所述信号部分的过调制和/或限制。

12.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述函数是方波函数、沃尔什函数、梯形函数或者具有余弦边缘的函数。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，所述梯形函数具有大部分线性连续边缘和到恒定部分的圆润转换。

14.如权利要求9-13中的任一项所述的方法，其特征在于，所述信号部分具有相同长度。

15.如权利要求9-13中的任一项所述的方法，其特征在于，借助于不同长的信号部分进行所述函数的加权。

16.一种用于监视未接地和接地电源系统中的绝缘电阻(3)的信号发生器，该信号发生器包括用于生成周期性的测量信号的信号发生器电路(5)，并且该信号发生器包括将所述测量信号耦合在要被监视的电源系统的有效导体(1)和地(2)之间的耦合电路(6)，

其特征在于，

所述信号发生器电路(5)包括用于生成和存储根据权利要求1-8或者9-15的方法中的至少一个所生成的多频测量信号的装置。