CN103679957A - 一种含直流精度的可调谐滤波电路 - Google Patents

Abstract

一种含直流精度的可调谐滤波电路，能够实现任意复杂的传递函数。该滤波网络包括一个差分积分、求和网络，其第一输入端连接到滤波网络的输入端、第二输入端和一个输出端。预定义传递函数的滤波网络被连接在输出端和滤波网络的一个输出端之间。此外，反馈路径的输出端连接到上述差分积分、求和网络的第二输入端。滤波网络与差分积分、求和网络一起工作，以便不影响施加到输入端的输入信号的直流分量的幅值。这使得即使在滤波网络使用有源器件时也能产生高精度直流。此外，即使当滤波网络具有可调的传递特性，过滤器的整体传输特性仍然能掺入高精度直流，例如时钟可调的开关电容滤波器。

Description

一种含直流精度的可调谐滤波电路

技术领域：

本发明涉及电气滤波电路，更具体地，本发明涉及一种过滤器，它具有可调谐的交流响应特性和改进的直流精度。

背景技术：

目前使用的电气滤波网络的各种类型，其中最简单的是一个一阶或二阶RC低通滤波网络。一阶RC网络的输入端和输出端之间连着一个电阻器和电容器。二阶RC网络的输入端和输出端之间包括两个这样的电阻器和电容器，具体地如图1所示。这种类型的低通滤波网络的直流高度准确。除了通过从输入端子到输出端，这种不含有源元件的网络不会影响直流成分。对于图1中一个纯粹的RC滤波电路类型，图2的实线曲线充分说明了纵轴输出电压是横轴频率的函数。纯粹的RC滤波网络的直流精度并不改变，因为输出端的直流分量等于输入端的直流分量。

虽然直流高度准确，参照图2可以看出，单纯的RC滤波网络产生的输出电压的直流频率立即逐渐减少，并持续下去直至达到截止频率Fc。通过定义的Fc是输入电压衰减3个分贝或者Vout=Vin√2时的频率。理想情况下，一个低通滤波器保持输入电压和输出电压相等，即在整个输入电压（在以上的截止频率）中，通过零点频率和一个特地选择的截止频率间的低频带的单位增益降为零。理想的带通滤波器在零波段和单位增益之间表现出类似的瞬时变化。

为了增强滤波网络的利滚降特性，建议将一个纯粹的RC电路网络和一个包括有源器件（例如运算放大器）的电路结合在一起。有源电路配合RC网络通过减少通带滚降来提高滤波器的性能。不幸的是，这样的有源滤波器一般都没有直流精度。即在零频率处的输出可能等于输入的直流分量，或者大于或小于直流分量。运算放大器试图补偿在输入信号中的直流分量的一个后果就是出现直流偏移误差。

众所周知，有源滤波电路的一些具体实例包括开关电容网络组成的电容器、模拟开关和运算放大器。与传统的有源RC滤波器相比，开关电容滤波器的优点是通过一个可调的时钟频率和电容比值，而不是按照RC产品来确定滤波器的传递特性。由于电容比值可以通过使用现有的半导体加工技术非常精确地被控制在，并且相对温度是稳定的，这就可能实现非常精确滤波器传递函数。

然而，设计有源滤波器过程中，加入开关电容网络需要考虑在网络外部的电阻和电容（RC）元素对响应特性的影响。由于过滤器的响应特性往往取决于开关电容网络的时钟频率，当在外部或内部的时钟频率改变时滤波器的响应特性也会改变形状。这种形状的扰动会导致性能降低，在极端情况下，甚至可能会导致过滤器停止按期望的方式运作。因此，为了按照期望的响应特性来调整过滤器，外部RC元素需要在每个时钟频率分别被选择。

发明内容：

鉴于上述情况，本发明的一个目的是提供一种过滤器的架构以产生具有改善的直流精度和相对快速的滚降特性的滤波网络。

本发明的另一目的是提供一种能使用有源器件的滤波网络，其中，施加到过滤器的输入信号的直流偏移等于滤波器的输出信号的直流偏移。

本发明的再一个目的是提供可由时钟调整的开关电容滤波器，并且在每个时钟频率都不需要调整外部RC元件。

本发明的技术解决方案：

正如将要看到的那样，本发明包括一个高度准确的直流并且能够执行任意复杂度的传递函数的滤波网络。该过滤器的网络包括一个差分积分、求和网络，滤波网络的输入端连接第一输入端、第二输入端和一个输出端。有预定义传递函数的滤波网络连接在输出端和一个输出端之间。此外，反馈路径的输出端连接到上述第二输入端口的差分积分、求和网络。滤波网络和差分积分、求和网络一起运作，以便不影响施加到输入端的输入信号的直流分量幅值。即使对于使用有源器件的滤波网络也具有本发明的高精度直流特征。此外，即使滤波网络具有可调节的传递特性，滤波器的整体传输特性仍然具有高精度直流，如被插入的时钟可调开关电容滤波器。

结合附图，本发明的目的和特征将会从下面的详细描述和从属权利要求中更容易理解。

对比专利文献：CN203039649U一种调谐滤波器电路2012200701554.0

附图说明：

图1为常规的二阶RC滤波网络，其输入端和输出端之间有两个电阻和两个电容。

图2为图1中常规的RC滤波网络中输出电压作为频率的函数的图形。

图3为根据本发明设计的一个精确直流的滤波网络的框图表示。

图4为包括在本发明中直流精确的滤波网络的差分积分、求和网络。

图5为开关电容器实现的差分积分、求和网络。

图6为本发明中作为频率的函数的传递函数GT（s），其中滤波网络具有直流增益D1。

具体实施方式：

现在参照附图直接分析图3，图1-2前面已讨论过。如上文所述，图3提供了在根据本发明设计的一个直流-精确的滤波网络10的框图表示。滤波网络10包括一个输入端12，用于接收的电信号Vin包含直流分量，以及更高的频率的交流分量。的输入端12被连接到一个差分集成和求和网络16的非反相输入端口（+）上。虽然下面的网络16的运作被精确地描述，网络16将至少包括一个有源元件，例如，使用一个运算放大器的直流反馈回路。网络16的输出在下文被称为中间电压Vi提供给一个滤波网络20。该滤波网络20可以使用有源或无源网络元件来实现，但在一个优选的实例中使用一个传输特性可调节的过滤器（例如，一个时钟可调的开关电容滤波器）。滤波网络10的输出Vout在输出端24处，该端子24通过反馈路径28被接到差动积分、求和网络16的反相输入端（-）。

参考图3可以看出，滤波网络20断开了网络16和反馈路径28组成的直流反馈环路。因此，在滤波电路20应允许反馈路径28获取中间电压Vi的直流分量。在此条件下的直流反馈回路与滤波电路20一起工作使得输出电压的直流分量几乎等于输入信号Vin的直流分量。如下所述，本发明的一个特征是：直流反馈环路以这种方式运作时基本上不考虑滤波网络20的响应特性。

图3说明了本实例的滤波网络10，积分求和网络16用来提供一个输出电压

Vi=k∫(Vin-V-)+Vin   (1)

其中，V-=Vout，K为网络增益常数16。

如图4所示，差分积分、求和网络16能够提供了等式（1）中定义的输出。正如在图4中所示，网络16可以包括一个运算放大器50，其具有连接到输入端12的一个非反相输入端口。经由电阻器R1与运算放大器50的非反相输入端口被连接到反馈路径28，并且通过电容器Ca被耦合到运算放大器50的输出端。图4的积分求和网络所产生的中间输出电压Vi可以从频域变量方面分析，即s=jw，为：

$V_i\left(s\right)=V_{\mathrm{in}}+\left(\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}}}{s{R}_i{C}_i}\right)---\left(2\right)$

其中，输出电压对应于滤波器输出端24对应的电压。如果滤波网络20的传递函数被表示成G，则整体的传递函数GT(s)的一个实例滤波网络10和图4的差分积分、求和网络16一起运作，包括：

$G_T\left(s\right)=\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{G(1+\mathrm{s\τ})}{G+\mathrm{s\τ}}---\left(3\right)$

其中τ=Ri Ci。从方程（3）可以推断出，s=0时的传递函数GT(s)的直流值是统一的。也就是说，在运算放大器的开环增益50使得输出电压Vout的直流分量与输入电压Vin的直流分量值相等，不考虑滤波网络20的传递函数G（s）的频率选择性。换句话说，过滤器10实现了高精度直流，强制输出电压Vout的直流分量与输入电压Vin的直流分量值相等。就是这样的情况下，运算放大器50提供输入失调电压和直流偏置电流，例如，加利福尼亚州米尔皮塔斯的凌力尔特公司生产的LT1112。

除了增强的直流精度，本发明对上述直流的某些频率而言，滤波网络10的整体传递函数GT(s)变得与滤波网络20的传递函数G基本上相同。即，在滤波网络10进行操作以提供绝对直流精度的同时也假定好交流滤波网络20的传递特性。滤波网络10以这种方式运作的条件下，滤波网络20具有切断频率fc的低通响应G1，被概括为广义高阶传递函数。截止频率fc被定义为滤波器的响应特性的频率从统一的值降为1/√2。在s-域的低通响应G1可表示为：

$G_T\left(s\right)=\frac{f_c}{s+f_c}---\left(4\right)$

其中s=jf。

在滤波网络20的实例中合成为一个RC有源滤波器，通过调整滤波器元件的电阻和电容值来修改截止频率fc的值。同样地，在滤波网络20的开关电容的频率fc根据所施加的时钟频率而变化。等式（4）代入式（3）式可得：

$G_T\left(s\right)=\frac{(s+f_i)\×f_c}{s(s+f_c)+f_c+f_i}---\left(5\right)$

让D（S）代表GT(s)的分母，其中有：

D(s)=s(s+fc)+fc fi   (6)

参照式（6），如果fi<<fc，那么fc≈fi+fc，在此条件下的分母D(s)变为：

D(s)＝s[s+(f_c+f_i)]+f_cf_i＝（s+f_c）(s+f_i)   (7)

等式（7）代入方程（5）：

$G_T\left(s\right)\&ap;\frac{f_c(s+f_i)}{(s+f_c)(s+f_i)}---\left(8\right)$

消除分子和分母的常数(s+fi)得：

$G_T\left(s\right)\&ap;\frac{f_c}{s+f_c}---\left(9\right)$

或等价：G_T(s)＝G₁(s)   (10)

也就是说，差分积分、求和网络16的时间常数Ri Ci被选择为明显大于滤波网络20的截止频率2πfc的倒数（即1/2πRi Ci<<fc,或者Ri Ci>>1/2πfc），滤波网络10的整体传递函数GT(s)呈现了滤波器的传递函数G（s）的特性。

如由方程（10）所示，差分积分、求和网络16选择的RC时间常数导致频率fi产生与低通截止频率fc有关的较低值，防止网络16内的RC元件影响滤波网络20的传递函数。例如，电阻和电容元件的选择使得频率fi为0.01Hz导致整体传递函数GT(s)十分接近具有一个低通截止频率为1Hz的滤波网络20的传递函数。因此，本发明的特征是，滤波网络20的传递函数的完整性和滤波网络10的直流精度保持，不论滤波网络10是否使用有源或无源元件实现。例如，在滤波网络20使用一个开关电容网络，具有一个时钟调整低通截止频率。如等式（10）所示，这样的开关电容网络可重新调谐无需在时钟频率变化之后调整网络16的RC元件。

下文的一组条件下，方程（10）将使得滤波网络20具有高阶，即多极，低通传输特性：

$G\left(s\right)=\frac{N}{D\left(s\right)}---\left(11\right)$

其中N是一个常数。利用方程（5）和（11）得到下面的表达式的整体增益GT(s)：

$G_T\left(s\right)=\frac{N(s+f_i)}{\mathrm{sD}\left(s\right)+{\mathrm{Nf}}_i}---\left(12\right)$

其中 $f_i=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}{R}_i{C}_i}$

其中Ri Ci对应于差分积分、求和网络16的时间常数。确定的标准下，期望网络10有一个整体的传递函数GT(s)，镜射出高阶的低通滤波网络20的传递特性。参照式（12），它可以容易表示，

NFi+sD(s)≈D(s)(s+fi)   （13）

当且仅当等式（13）中的右侧代替方程（12）的分母可得：

f_i＜＜a_n-1,   （14）

$f_i<<\frac{a_{n-2}}{a_{n-1}},$

$f_i<<\frac{a_{n-3}}{a_{n-2}},$

.

.

$f_i<<\frac{a_0}{a_1},$

或等价地，GT(s)≈G(s)   (16)

很明显，即使分子N是频率变量s的函数，即，即使传输函数G（s）包括零极点保持不变。因此，对于滤波网络20的任意一个传递函数为G（s），等式（16）有效的前提是：

（ⅰ）类似于等式（14）中上述的所设定的一组条件来源于滤波网络，

（ii）一个直流信号路径存在于反馈路径28和积分求和网络16（图1）之间。后者满足如具有低通滤波器和带阻频率响应特性的滤波器。

举一个例子，通过使用等式（15）获得fi的值后，滤波网络20实现了传统的五极，巴特沃斯低通滤波器具有的传递函数：

$G_B\left(s\right)=\frac{1}{s^5+{3.235s}^4+{5.235s}^3+5.235s^2+3.235s+1}$

其中GB(s)已被标准化为1Hz的截止频率。根据等式（14）所规定的标准，传递函数GB(s)导致：

fi＜＜3.235

$f_i<<\frac{5.235}{3.235}$

$f_i<<\frac{5.235}{3.235}=1,$

.

.

.

$f_i<<\frac{1}{3.25}---\left(18\right)$

fi值的选择要满足式（18）所施加的最严格的要求，即，fi远小于1/3.235。据观察，如果滤波网络20的传递函数被调谐，以便增加传递函数GB(s)的截止频率的值时，上述方程（18）对fi的值的约束被相应地放宽。例如，如果改变截止频率从1Hz到10Hz时，在方程（18）中fi<<1/3.235。因此，如果该值满足最低的预期截止频率，即使滤波网络20的截止频率有变动，等式（18）也满足条件。

另一个例子，fi的允许值来自下面的示例具有的传递函数的低通滤波器，其中包括分子为零值的情况。具体而言，一个2阶滤波器的传递函数可表示为：

$G\left(s\right)=\frac{k(s^2+{f_n}^2)}{s^2+{\mathrm{sf}}_0\mathrm{\&alpha;}+{f_0}^2}---\left(19\right)$

或者等效，

$G\left(s\right)=\frac{N}{D}---\left(20\right)$

例如，当N=k(s2+fn2)和D=s2+sfoα+fo2，其中fo和fn分别为上述滤波器的中心频率和陷波频率。参数α对应的质量系数的倒数Q，即，

$\mathrm{\&alpha;}=\frac{1}{Q}---\left(21\right)$

而量k表示滤波器的增益系数。一个低通滤波器的通带增益被定义为：

$G\left(0\right){|}_{S=0}=\frac{{{\mathrm{kf}}_n}^2}{{f_0}^2}=1---\left(22\right)$

$k=\frac{{f_0}^2}{{f_n}^2}---\left(23\right)$

下面等式（13）将用来确定一个陷波滤波器和一个低通滤波器的fi值一组约束条件。对于一个陷波滤波器，fn2=fo2，因此□=1，而对于一个低通滤波器fo<fn，因此k<1。从方程（13）中，

Nf_i+sD＝D(s+f_i)

代入方程（1）将产生以下的近似等式：（KFI+FOα）□FOα+无线网络连接，（i）(kfi+foα)≈foα+fi  (i)

fo2≈fo2+foαfi  (ii)

（ii）规定中的表达式

$f_i<<\frac{f_0}{\mathrm{\&alpha;}}=f_{0}Q---\left(24\right)$

以便滤波器函数G（s）准确直流。在（i）上述的表达意味着统一的增益因子（K≈1），如上上述，描述了一种陷波滤波器。为了满足（i），在一个低通滤波器的情况下，即，对于fo<fn和k<1，这是必要的，

$f_i<<f_0\mathrm{\&alpha;}=\frac{f_0}{Q}---\left(25\right)$

因此，由方程（21）中指定的品质系数Q的决定了低通滤波器和陷波过滤器的fi可取的值。Q<1的情况下，这是清楚的，fi的选择，例如，

$f_i<<\frac{f_0}{Q}---\left(26\right)$

满意的程度标准的结果由方程（24）中一个低通滤波器设置。然而，这种选择也满足方程（23），即

fi<fo Q   (27)

因为对于Q>1（26）的右侧是大于（25）的右侧。类似地，对于Q<1的选择

f_i＜＜f₀Q   (28)

$f_i<<\frac{f_0}{Q}---\left(29\right)$

${\mathrm{kf}}_i<<\frac{f_0}{Q}---\left(30\right)$

在实施方案中，其中的滤波网络20使用一个时钟调整的开关电容滤波器，积分求和网络16在工作网络20的最低时钟频率的基础上设计的。特别地选择网络16内的电阻和电容元件的值，使得fi的值满足等式（18）的要求，对应于最低的滤波网络20的时钟频率。这样，尽管开关电容滤波器的截止频率随着时钟频率改变而改变，滤波器响应特性可以被保持。

在实施方案中，滤波网络10特征在于，滤波网络20使用时钟可调开关电容器，积分求和网络16在滤波网络20的最低时钟频率的基础上产生。图5示出了差分集积分、求和网络16的一个开关电容器。正如图5中所示，这种开关电容器使得差分积分器80耦合到求和器90。积分器30包括一个开关电容器元件的Cu，在第一开关位置连接到反馈路径28和输入端子12之间。在每个时钟周期期间，电容器元件Cu在第一开关位置和第二开关位置之间切换。电容器元件Cu在第二开关位置连接到接地信号和的反相（-）的积分运算放大器95的输入端。积分器80还包括耦合到输出端的反馈电容器Co和运算放大器95的反相输入端。

参照图5，求和器90包括一个求和运算放大器105，其一个反相输入端（-）通过电阻R2连接到积分运算放大器95的输出端。运算放大器105的反相输入端还通过一个电阻R3连接到输入端子12上。求和器90还包括一个反馈电阻器R4，其反相输入端连接到运算放大器105的输出端。在一般情况下，电阻器R2，R3和R4大小相同，从而通过电阻R2和R3给予求和器90接收到的信号相等的权重。

与图5中所示差分积分、求和网络相关联的fi值可以表示为：

$f_i=\frac{1}{{2\mathrm{\&pi;R}}_{\mathrm{eff}}{C}_{\mathrm{eff}}}=\frac{\left(C_{\mathrm{\&mu;}}\left(f_{\mathrm{clk}}\right)\right)}{2\mathrm{\&pi;}{C}_0}$

其中Rcff和Ceff值代表的积分器80的有效电阻和电容，并且fclk表示供给开关电容器元件的Cu时钟频率信号。

方程（3）检查后，这是显而易见的，滤波网络10整体的增益响应GT(s)等于直流输入信号的增益，即s=0时。输入频率增加时，直流反馈回路包括积分求和网络16和反馈路径28（图3），输入信号的直流分量继续与输出端24出现的信号的直流分量保持一致。然而，整体响应GT(s)根据滤波网络20的传递特性滤波在频率大于fi时过滤输入信号的交流分量。参照图6，这种现象可以更充分的理解，其中示出滤波网络10的传递函数GT(s)作为频率的函数，它具有一个滤波网络与直流增益D1。它是观察到的整体响应GT(s)通过控制所跨越这个过渡区域，即通过控制fi值的频率范围从而形成的。同样地，fi可能的值进行调整，通过选择上述的积分求和网络16的等效的RC时间常数。

在本文所公开的实例中，滤波网络20的传递函数G（s）的，可以形成由任何合适的网络。在特定的实施方式中，这样的网络可提供一个开关电容网络与时钟发生器的组合。但是，一旦所期望的滤波特性已被选择，在本领域的普通技术人员可以容易地设计适当的网络，这将被包含在过滤器20中。

本发明已由具体实例体现，说明书是对本发明的解说而不限制本发明。因此，只要没有脱离本发明的实质并且符合权利要求中的定义，在上述例子上做各种修改仍然属于本发明的范畴。

Claims (8)

1.一种含直流精度的可调谐滤波电路，其特征是：滤波网络具有一个输入端和一个输出端，包括：差分积分、求和网络的第一输入端口连接到上述输入端、第二输入端口和一个输出端口；上述差分积分、求和网络在上述第一输入端口接收一个输入信号，在上述第二输入端口接收一个反馈信号；滤波网络将上述输出口连接到上述输出端子；从上述输出端到上述第二输入端口的反馈路径用于提供上述反馈信号；其中，上述滤波网络与上述差分积分、求和网络协作以便不影响上述输入信号的直流分量的幅值。

2.根据权利要求1所述的一种含直流精度的可调谐滤波电路，其特征是：上述差分积分、求和网络包括一个运算放大器，它的非反相输入端连接到上述第一输入端口，而反相输入端的电阻连接到上述第二输入端口。

3.根据权利要求2所述的一种含直流精度的可调谐滤波电路，其特征是：上述差分积分、求和网络还包括一个电容元件，其连接在上述运算放大器和上述反相输入端的一个输出端之间。

4.根据权利要求1所述的一种含直流精度的可调谐滤波电路，其特征是：上述差分集成和求和网络被切换连接在上述第一和第二输入端口之间，上述电容器也被切换连接到积分网络的反相输入端。

5.根据权利要求4所述的一种含直流精度的可调谐滤波电路，其特征是：滤波网络包含一个直流反馈电路，包括：运算放大器装置具有第一输入端和第二输入端和一个输出端，信号输入端连接到上述第一输入端，用于接收输入信号，包括一个直流分量，电阻装置连接在上述滤波网络的第一输入端和一个输出端，电容装置连接在上述运算放大器的第二输入和输出端之间；过滤器装置插入在上述运算放大器的输出端和过滤器的输出端之间，用于过滤与预定义传递函数相应的输入信号，其中，上述滤波与直流反馈网络一起工作，以便不影响上述输入信号中直流分量幅值。

6.根据权利要求5所述的一种含直流精度的可调谐滤波电路，其特征是：上述滤波网络包括有源滤波器，根据其预定的传递函数来选择上述电阻和电容元件的大小。

7.根据权利要求5所述的一种含直流精度的可调谐滤波电路，其特征是：上述滤波网络包括低通有源滤波器，根据其预定的截止频率来选择上述电阻和电容元件的大小。

8.根据权利要求7所述的一种含直流精度的可调谐滤波电路，其特征是：时钟装置用于调节上述开关电容滤波器、上述的运算放大器和上述电阻和电容元件的交流特性，以便防止上述电阻和电容元件影响对上述输入信号的交流分量的过滤。

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