CN103634078B - 对mimo信号进行空时译码的处理方法及装置 - Google Patents

对mimo信号进行空时译码的处理方法及装置 Download PDF

Info

Publication number
CN103634078B
CN103634078B CN201210295683.9A CN201210295683A CN103634078B CN 103634078 B CN103634078 B CN 103634078B CN 201210295683 A CN201210295683 A CN 201210295683A CN 103634078 B CN103634078 B CN 103634078B
Authority
CN
China
Prior art keywords
constellation points
matrix
candidate constellation
decomposition
formula
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201210295683.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN103634078A (zh
Inventor
秦洪峰
熊高才
肖悦
赵宏志
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Advanced Standard Communications Co ltd
Original Assignee
ZTE Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by ZTE Corp filed Critical ZTE Corp
Priority to CN201210295683.9A priority Critical patent/CN103634078B/zh
Priority to EP13807052.9A priority patent/EP2852085B1/en
Priority to ES13807052.9T priority patent/ES2685776T3/es
Priority to JP2015520813A priority patent/JP5961758B2/ja
Priority to PCT/CN2013/081860 priority patent/WO2013189383A2/zh
Priority to US14/406,021 priority patent/US9172450B2/en
Publication of CN103634078A publication Critical patent/CN103634078A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN103634078B publication Critical patent/CN103634078B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting
    • H04B7/0478—Special codebook structures directed to feedback optimisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618—Space-time coding
    • H04L1/0631—Receiver arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting
    • H04B7/046—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting taking physical layer constraints into account
    • H04B7/0473—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting taking physical layer constraints into account taking constraints in layer or codeword to antenna mapping into account
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03203—Trellis search techniques
    • H04L25/03242—Methods involving sphere decoding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03312—Arrangements specific to the provision of output signals
    • H04L25/03318—Provision of soft decisions
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03891—Spatial equalizers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/0342—QAM

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

本发明公开了一种对MIMO信号进行空时译码的处理方法及装置。该方法包括：步骤1，对MIMO系统中的矩阵大小为Nt×Nr的信道矩阵H进行QR分解，并进行初始化操作，其中，Nt为发射天线的数量、Nr为接收天线的数量；步骤2，根据输入参数接收信号y、以及信道矩阵H的QR分解结果，列举出每一级发射天线中发射信号的候选星座点，其中，M为每一级列举候选星座点的个数，y＝Hs+n，s是矩阵大小为Nt×1的发射信号、n是矩阵大小为Nt×1的高斯白噪声；步骤3，根据得到的候选星座点，计算因本级增加候选星座点的选取而增加的欧几里得距离；步骤4，根据每一级计算的候选星座点的欧几里得距离增量之和，判决输出空时译码。

Description

对MIMO信号进行空时译码的处理方法及装置
技术领域
本发明涉及通讯信号检测领域，特别是涉及一种对MIMO信号进行空时译码的处理方法及装置。
背景技术
在现有技术中，通过多天线空间复用技术，系统的传输速率可以随天线数线性增长。天线数的增加，虽然可以显著的提高系统速率，但也极大的增加了接收机算法的复杂度。以具有最优检测性能的最大似然(Max Likelihood，简称为ML)检测算法为例，其复杂度随着发射天线数的增加成指数增长，很难在实际中应用。
目前，多输入多输出(Multiple-Input Multiple-Out-put，简称为MIMO)检测算法获得了广泛的研究，较为典型的算法包括两类：一类是以迫零(Zero Forcing，简称为ZF)、最小均方误差(Minimum Mean Square Error，简称为MMSE)及其变种算法为主的线性检测算法；另一类是以垂直分层空时结构(Vertical-Bell Laboratories layered space-time，简称为V-BLAST)、类ML及其变种算法为主的非线性检测算法。线性算法虽然具有较低的复杂度，但在检测时存在错误传递特性，使其在低信噪比时性能极差；V-BLAST算法相对于线性算法获得了一定的性能改善，但复杂度也随之提高；与线性算法和V-BLAST算法相比，ML算法也具有较高的复杂度，但是，ML算法能够显著的提高系统性能，尤为重要的是，ML算法能够在信噪比相对较低的场景下仍然保持着优异的性能，这对于无线通信系统而言无疑具有巨大的吸引力。
为了解决ML算法的高复杂度问题，人们提出了许多简化算法，这些算法能够在牺牲较少性能的前提下，降低算法的复杂度，较为典型的算法如球形译码(SphereDecoding)、K-Best算法及其变种算法等。他们存在的主要缺点包括：1、串行操作，拥有过多的循环搜索指令，会显著提高可编程器件的功耗和处理时延，不利于信号的实时处理；2、传统算法的计算复杂度过高，执行过程依赖于指令的动态跳转，这将大大降低可编程器件的资源利用率；3、上一级天线搜索得到的星座点不正确将会影响下一级星座点的搜索，从而产生错误传递。
以下重点对选择性快速列举算法(Selective Spanning with FastEnumeration，简称为SSFE)进行说明，SSFE一种空时译码方法，在SSFE方案中，通过选择性快速列举方法，选出每一级的候选星座点。
具体地，在MIMO系统中，设有Nt根发射天线、Nr根接收天线、采用M-QAM调制方式。接收信号y可以表示为：y＝Hs+n，其中，H是矩阵大小为Nt×Nr的信道矩阵、s是矩阵大小Nt×1为发射信号、n是矩阵大小为Nt×1高斯白噪声。
对信道矩阵H进行QR分解可得：H＝Q×R；
接收向量y和信道矩阵H进行QR分解后的矩阵Q的埃尔米特相乘，QH表示矩阵Q的埃尔米特共轭。
定义第i根发射天线估计得到符号sj的欧几里得距离增量||e||为：
其中，sj表示已检测出的第j根发射天线的发射信号,Rij表示矩阵R的第i行j列元素；表示向量的第i个元素。
从上述处理可以看出，SSFE技术提供了一个较好的空时译码观念及方法，但在实际情况并非如模型所述理想，SSFE技术在进行快速列举时存在如下问题：1、在进行选择性快速列举星座点时，当待检测信号的星座点位于星座图边缘时，用该方法得到的结果已经超出了星座图的范围；2、由于下一级星座点的确定要依赖于上一级得到的星座点，因此只要有一处结果超出了星座图范围，从该支路以后的结果都是错误的，即引起错误传递。
发明内容
本发明提供一种对MIMO信号进行空时译码的处理方法及装置，以解决现有技术中SSFE算法在进行快速列举时所存在的问题。
本发明提供一种对MIMO信号进行空时译码的处理方法，包括：步骤1，对MIMO系统中的矩阵大小为Nt×Nr的信道矩阵H进行QR分解，并进行初始化操作，其中，Nt为发射天线的数量、Nr为接收天线的数量；步骤2，根据输入参数接收信号y、以及信道矩阵H的QR分解结果，列举出每一级发射天线中发射信号的候选星座点，其中，M为每一级列举候选星座点的个数，y＝Hs+n，s是矩阵大小为Nt×1的发射信号、n是矩阵大小为Nt×1的高斯白噪声；步骤3，根据得到的候选星座点，计算因本级增加候选星座点的选取而增加的欧几里得距离；步骤4，根据每一级计算的候选星座点的欧几里得距离增量之和，判决输出空时译码。
优选地，步骤1具体包括：
步骤11，根据公式1对信道矩阵H进行QR分解；
H＝Q×R 公式1；
其中，Q表示对信道矩阵H进行QR分解后的正交矩阵，R表示对信道矩阵H进行QR分解后的上三角矩阵；
步骤12，将接收信号y和信道矩阵H进行QR分解后的矩阵Q的埃尔米特转置相乘：其中，QH表示矩阵Q的埃尔米特共轭；
步骤13，令i＝Nt。
优选地，步骤2具体包括：
步骤21，根据公式2计算第i(1,2,…,Nt)根发射天线的发射信号经过直接还原的数据；
其中，表示向量的第i个元素，Rij表示信道矩阵H进行QR分解得到的矩阵R的i行j列位置上的数据，sj表示已检测出的第j根发射天线的发射信号；
步骤22，根据公式3计算出还原数据离最近候选星座点的距离；
d＝ξi-Q(ξi) 公式3；
其中，Q(ξi)表示对ζi进行硬判决；
步骤23，根据公式4计算辅助变量φ；
其中，表示取实部操作，表示取虚部操作；
步骤24，计算出需要的实部的点的个数为Rni＝ceil(sqrt(Mi))，需要虚部的点的个数为Ini＝ceil(sqrt(Mi))；
步骤25，在集合中计算出离最近的Rni个点，在集合中计算出离最近的Ini个点，其中，为候选星座点的实部取值集合，为候选星座点的虚部取值集合；
步骤26，根据欧几里得距离逐步增加的原则，并根据Rni、Ini以及辅助变量φ，计算出每一级发射天线中的候选星座点pi(i＝1,2,…,Mi)。
优选地，步骤3具体包括：
步骤31，令si分别等于第i根发射天线已经检测得到的候选星座点pi(i＝1,2,…,Mi)中的每一个点，并根据公式5计算Mi个不同路径下的欧几里得距离；
步骤32，判断i是否等于1，如果判断为是，执行步骤4；否则，令i＝i-1，执行步骤21。
优选地，步骤4具体包括：
步骤41，判断采用硬判决方式还是软判决方式，如果确定采用硬判决方式，执行步骤42，如果确定采用软判决方式，执行步骤43；
步骤42，直接选择使最小的那一条路径作为判决输出；
步骤43，根据使最小的前A条路径对应的星座点与的值，进行对数似然比计算，将计算结果作为判决输出。
优选地，采用多电平正交幅度调制M-QAM方式对发射信号进行调制。
本发明还提供了一种对MIMO信号进行空时译码的处理装置，包括：
QR分解模块，用于对MIMO系统中的矩阵大小为Nt×Nr的信道矩阵H进行QR分解，并进行初始化操作，其中，Nt为发射天线的数量、Nr为接收天线的数量；
候选星座点计算模块，用于根据输入参数接收信号y、以及信道矩阵H的QR分解结果，列举出每一级发射天线中发射信号的候选星座点，其中，M为每一级列举候选星座点的个数，y＝Hs+n，s是矩阵大小为Nt×1的发射信号、n是矩阵大小为Nt×1的高斯白噪声；
欧几里得增量计算模块，用于根据得到的候选星座点，计算因本级增加候选星座点的选取而增加的欧几里得距离；
输出模块，用于根据每一级计算的候选星座点的欧几里得距离增量之和，判决输出空时译码。
优选地，QR分解模块具体用于：
根据公式6对信道矩阵H进行QR分解；
H＝Q×R 公式6；
其中，Q表示对信道矩阵H进行QR分解后的正交矩阵，R表示对信道矩阵H进行QR分解后的上三角矩阵；
将接收信号y和信道矩阵H进行QR分解后的矩阵Q的埃尔米特转置相乘：其中，QH表示矩阵Q的埃尔米特共轭；
令i＝Nt。
优选地，候选星座点计算模块具体用于：
根据公式7计算第i(1,2,…,Nt)根发射天线的发射信号经过直接还原的数据；
其中，表示向量的第i个元素，Rij表示信道矩阵H进行QR分解得到的矩阵R的i行j列位置上的数据，sj表示已检测出的第j根发射天线的发射信号；
根据公式8计算出还原数据离最近候选星座点的距离；
d＝ξi-Q(ξi) 公式8；
其中，Q(ξi)表示对ζi进行硬判决；
根据公式9计算辅助变量φ；
其中，表示取实部操作，表示取虚部操作；
计算出需要的实部的点的个数为Rni＝ceil(sqrt(Mi))，需要虚部的点的个数为Ini＝ceil(sqrt(Mi))；
在集合中计算出离最近的Rni个点，在集合中计算出离最近的Ini个点，其中，为候选星座点的实部取值集合，为候选星座点的虚部取值集合；
根据欧几里得距离逐步增加的原则，并根据Rni、Ini以及辅助变量φ，计算出每一级发射天线中的候选星座点pi(i＝1,2,…,Mi)。
优选地，欧几里得增量计算模块具体用于：
令si分别等于第i根发射天线已经检测得到的候选星座点pi(i＝1,2,…,Mi)中的每一个点，并根据公式10计算Mi个不同路径下的欧几里得距离；
判断i是否等于1，如果判断为是，调用输出模块；否则，令i＝i-1，调用候选星座点计算模块。
优选地，输出模块具体包括：
判断子模块，用于判断采用硬判决方式还是软判决方式，如果确定采用硬判决方式，调用硬判决输出子模块，如果确定采用软判决方式，调用对数似然比计算子模块；
硬判决输出子模块，用于直接选择使最小的那一条路径作为判决输出；
对数似然比计算子模块，用于根据使最小的前A条路径对应的星座点与的值，进行对数似然比计算，将计算结果作为判决输出。
优选地，采用多电平正交幅度调制M-QAM方式对发射信号进行调制。
本发明有益效果如下：
通过设定向量每一级发射天线所保留的星座点数量是固定的，发射天线的星座点的选取过程中也不包含if-then这类选择判决过程，因此每一条路径的处理时延是一致的，极为适合并行计算；本发明实施例的每一个发射天线的星座点的选取过程仅仅是通过查找离实部虚部最近的点、列举等这种简单操作，因此计算复杂度极低；相对于SSFE算法，在列举过程中不需要计算实部和虚部的值，进一步降低了计算量。并且，本发明实施例所列举星座点全部位于星座图内部，避免了SSFE算法中可能出现的列举点超出星座的现象；本发明实施例的技术方案减少了错误传递，提高检测性能。
附图说明
图1是本发明实施例的对MIMO信号进行空时译码的处理方法的流程图；
图2是本发明实施例的总体候选星座点的搜索示意图；
图3是本发明实施例的步骤103中每个一个发射天线的星座点远离星座图边缘时的快速列举示意图；
图4是本发明实施例的步骤103中每个一个发射天线的星座点在星座图边缘时的快速列举示意图；
图5是本发明实施例的对MIMO信号进行空时译码的处理方法的详细处理流程图；
图6是本发明实施例的对MIMO信号进行空时译码的处理装置的结构示意图；
图7是本发明实施例的对MIMO信号进行空时译码的处理装置的详细结构的示意图。
具体实施方式
为了解决现有技术中SSFE算法在进行快速列举时所存在的问题，本发明提供了一种对MIMO信号进行空时译码的处理方法及装置，即，一种新的空时译码方案(NewSelective Spanning with Fast Enumeration，简称为NSSFE)，该方案利用了部分SSFE技术的思想，很好的解决了SSFE算法在进行快速列举时所存在的问题。以下结合附图以及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不限定本发明。
方法实施例
根据本发明的实施例，提供了一种对MIMO信号进行空时译码的处理方法，图1是本发明实施例的对MIMO信号进行空时译码的处理方法的流程图，如图1所示，根据本发明实施例的对MIMO信号进行空时译码的处理方法包括如下处理：
步骤101，对MIMO系统中的矩阵大小为Nt×Nr的信道矩阵H进行QR分解，并进行初始化操作，其中，Nt为发射天线的数量、Nr为接收天线的数量；
步骤101为预处理步骤，具体需要执行如下操作：
步骤1011，根据公式1对所述信道矩阵H进行QR分解；
H＝Q×R 公式1；
其中，Q表示对所述信道矩阵H进行QR分解后的正交矩阵，R表示对所述信道矩阵H进行QR分解后的上三角矩阵；
步骤1012，将接收信号y和信道矩阵H进行QR分解后的矩阵Q的埃尔米特转置相乘：其中，QH表示矩阵Q的埃尔米特共轭；
步骤1013，令i＝Nt。
步骤102，根据输入参数接收信号y、以及信道矩阵H的QR分解结果，列举出每一级发射天线中发射信号的候选星座点，其中，M为每一级列举候选星座点的个数，y＝Hs+n，s是矩阵大小为Nt×1的发射信号、n是矩阵大小为Nt×1的高斯白噪声；
步骤102具体包括如下处理：
步骤1021，根据公式2计算第i(1,2,…,Nt)根发射天线的发射信号经过直接还原的数据；
其中，表示向量的第i个元素，Rij表示信道矩阵H进行QR分解得到的矩阵R的i行j列位置上的数据，sj表示已检测出的第j根发射天线的发射信号；
步骤1022，根据公式3计算出所述还原数据离最近候选星座点的距离；
d＝ξi-Q(ξi) 公式3；
其中，Q(ξi)表示对ζi进行硬判决；
步骤1023，根据公式4计算辅助变量φ；
其中，表示取实部操作，表示取虚部操作；
步骤1024，计算出需要的实部的点的个数为Rni＝ceil(sqrt(Mi))，需要虚部的点的个数为Ini＝ceil(sqrt(Mi))；
步骤1025，在集合中计算出离最近的Rni个点，在集合中计算出离最近的Ini个点，其中，为候选星座点的实部取值集合，为候选星座点的虚部取值集合；即，在M-QAM调制下，设星座点的实部和虚部的取值集合分别是和
步骤1026，根据欧几里得距离逐步增加的原则，并根据Rni、Ini以及辅助变量φ，计算出每一级发射天线中的候选星座点pi(i＝1,2,…,Mi)。
图2是本发明实施例的总体候选星座点的搜索示意图；如图2所示，其中假设有Nt个发射天线，从第Nt个发射天线开始搜寻，设定一个向量第i个发射天线只保留Mi个最有可能的星座点。
步骤103，根据得到的所述候选星座点，计算因本级增加候选星座点的选取而增加的欧几里得距离；
步骤103具体包括如下处理：
步骤1031，令si分别等于第i根发射天线已经检测得到的候选星座点pi(i＝1,2,…,Mi)中的每一个点，并根据公式5计算Mi个不同路径下的欧几里得距离；
步骤1032，判断i是否等于1，如果判断为是，执行步骤104；否则，令i＝i-1，执行步骤1021，对每一个新增的支路，进行计算。
图3是本发明实施例的步骤103中每个一个发射天线的星座点远离星座图边缘时的快速列举示意图；如图3所示，在64QAM下，当ξi＝-2.7+2.2j时，运用本发明实施例的快速列举算法得到的搜索结果为：p1＝-3+3j；p2＝-3+1j；p3＝-1+3j；p4＝-1+1j；p5＝-3+5j；p6＝-1+5j；p7＝-5+3j；p8＝-5+1j。
图4是本发明实施例的步骤103中每个一个发射天线的星座点在星座图边缘时的快速列举示意图；如图4所示，在64QAM下，当ξi＝-7.2+7.5j时，运用本发明实施例的快速列举算法得到的搜索结果为：p1＝-7+7j；p2＝-7+5j；p3＝-5+7j；p4＝-5+5j；p5＝-7+3j；p6＝-5+3j；p7＝-3+7j；p8＝-3+5j。
步骤104，根据每一级计算的候选星座点的欧几里得距离增量之和，判决输出空时译码。
步骤1041，判断采用硬判决方式还是软判决方式，如果确定采用硬判决方式，执行步骤1042，如果确定采用软判决方式，执行步骤1043；
步骤1042，直接选择使最小的那一条路径作为判决输出；
步骤1043，根据使最小的前A条路径对应的星座点与的值，进行对数似然比计算，将计算结果作为判决输出。
以下结合附图，对本发明实施例的上述技术方案进行详细说明。
图5是本发明实施例的对MIMO信号进行空时译码的处理方法的详细处理流程图，如图5所示，具体包括如下处理：
步骤501，将时域信道矩阵H进行QR分解：H＝Q×R；
具体地，对信道矩阵H进行QR分解的流程如下：
1、信道矩阵H可以表示为H＝[h1 h2 … hm]，其中，m＝Nr，各列向量线性不相关，可进行正交化；
2、对列向量h1进行正交化，计算单位正交化向量q1：q1＝h1/|h1|，其中“|·|”表示取绝对值，可得h1的正交化向量y1＝h1＝|h1|·q1。
3、对列向量h2进行正交化，计算单位正交化向量q2：k21＝-<h2,q1>，其中，knj表示hn在qj上的投影，k21表示h2在q1上的投影，<a,b>表示向量a和向量b相乘，可得h2的正交化向量y2＝h2+k21q1。
4、设有变量n，满足2≤n≤m，对列向量hn进行正交化，计算单位正交化向量qn：可得hn的正交化向量
5、由q1 q2 … qm组合成Q矩阵
6、改写正交化向量y1，可以得到：h1＝q1|y1|；
7、改写正交化向量y2，可以得到：h2＝q2|y2|-k21q1；
8、改写正交化向量yn，可以得到：
9、联合步骤6、7、8中的公式，对信道矩阵H进行QR分解的结果可以表示为：
步骤502，变量及数据初始化：接收向量y和信道矩阵H进行QR分解后的矩阵Q的埃尔米特转置相乘：令变量i＝Nt。
步骤503，依次获得每一级的候选星座点，具体流程如下：
1、计算第i根发射天线的发射信号经过直接还原的数据：
2、计算出还原数据离最近星座点的距离：d＝ξi-Q(ξi)，其中Q(ξi)表示对ξi进行硬判决；例如ξi＝-7.2+7.5j，d＝-0.2+0.5j
3、计算辅助变量φ：其中|·|表示取绝对值；例如d＝-0.2+0.5j，φ＝0。
4、在M-QAM调制下，设星座点的实部和虚部的取值集合分别是和计算出需要的实部的点的个数为Rni＝ceil(sqrt(Mi))，需要虚部的点的个数为Ini＝ceil(sqrt(Mi))。例如Mi＝8，则Rni＝3，Ini＝3。
5、计算出最近的Rni个点和离最近的Ini个点例如在64QAM调制中，Mi＝8， ξi＝-7.2+7.5j，[R0,R1,R2]＝[-7,-5,-3]，[I0,I1,I2]＝[7,5,3]。
6、计算第一个被列举的点：p1＝R0+j·I0，得到离ξi最近的点p1；按照前面例中分析，可得p1＝-7+7j。
7、计算第二个被列举的点的实部：A＝R0·(！φ)+R1·φ，其中！(·)表示取非运算；计算第二个被列举的点的虚部：B＝I0·φ+I1·(！φ)；计算第二个被列举的点：p2＝A+j·B；按例中分析可得，A＝(-7)·(！0)+(-5)·0＝-7，B＝7·0+5·(！0)＝5，p2＝-7+5j。
8、计算第三个被列举的点的实部A＝R1·(！φ)+R0·φ；计算第三个被列举的点的虚部：B＝I1·φ+I0·(！φ)；计算第三个被列举的点：p3＝A+j·B；在上例中，p3＝-5+7j
9、计算第四个被列举的点：p4＝R1+j·I1；在上例中，p4＝-5+5j
10、计算第五个被列举的点：p5＝R0+j·I2；在上例中，p5＝-7+3j
11、计算第六个被列举的点：p6＝R1+j·I2；在上例中，p6＝-5+3j
12、计算第七个被列举的点：p7＝R2+j·I0；在上例中，p7＝-3+7j
13、计算第八个被列举的点：p8＝R2+j·I1；在上例中，p8＝-3+5j
步骤504，计算步骤503列举出点的欧几里德增量：并记录Mi个不同路径下的欧几里得(Euclid)距离增量；
步骤505，令i＝i-1；
步骤506，判断i是否等于1，如果i等于1，转到步骤507，如果i大于1，则转到步骤503，对每一个新增的支路，进行计算。
步骤507，根据欧几里得距离增量，计算出每一个支路的距离误差和；
步骤508，判断是否软判决输出，如果判断为是，执行步骤509，否则执行步骤510；
步骤509，若要进行软判决输出，根据候选星座点序列与相应的欧几里得距离增量之和，通过似然比计算得到软信息作为输出；
步骤510，若要进行硬判决输出，则直接将欧几里得距离增量最小的候选星座点序列作为输出。
综上所述，借助于本发明实施例的技术方案，通过设定向量每一级发射天线所保留的星座点数量是固定的，发射天线的星座点的选取过程中也不包含if-then这类选择判决过程，因此每一条路径的处理时延是一致的，极为适合并行计算；本发明实施例的每一个发射天线的星座点的选取过程仅仅是通过查找离实部虚部最近的点、列举等这种简单操作，因此计算复杂度极低；相对于SSFE算法，在列举过程中不需要计算实部和虚部的值，进一步降低了计算量。并且，本发明实施例所列举星座点全部位于星座图内部，避免了SSFE算法中可能出现的列举点超出星座的现象；本发明实施例的技术方案减少了错误传递，提高检测性能。
装置实施例
根据本发明的实施例，提供了一种对MIMO信号进行空时译码的处理装置，图6是本发明实施例的对MIMO信号进行空时译码的处理装置的结构示意图，如图6所示，根据本发明实施例的对MIMO信号进行空时译码的处理装置包括：QR分解模块60、候选星座点计算模块62、欧几里得增量计算模块64、以及输出模块66，以下对本发明实施例的各个模块进行详细的说明。
QR分解模块60，用于对MIMO系统中的矩阵大小为Nt×Nr的信道矩阵H进行QR分解，并进行初始化操作，其中，Nt为发射天线的数量、Nr为接收天线的数量；
具体地，QR分解模块60具体用于：
根据公式6对信道矩阵H进行QR分解；
H＝Q×R 公式6；
其中，Q表示对信道矩阵H进行QR分解后的正交矩阵，R表示对信道矩阵H进行QR分解后的上三角矩阵；
将接收信号y和信道矩阵H进行QR分解后的矩阵Q的埃尔米特转置相乘：其中，QH表示矩阵Q的埃尔米特共轭；
令i＝Nt。
候选星座点计算模块62，用于根据输入参数接收信号y、以及信道矩阵H的QR分解结果，列举出每一级发射天线中发射信号的候选星座点，其中，M为每一级列举候选星座点的个数，y＝Hs+n，s是矩阵大小为Nt×1的发射信号、n是矩阵大小为Nt×1的高斯白噪声；
候选星座点计算模块62具体用于：
根据公式7计算第i(1,2,…,Nt)根发射天线的发射信号经过直接还原的数据；
其中，表示向量的第i个元素，Rij表示信道矩阵H进行QR分解得到的矩阵R的i行j列位置上的数据，sj表示已检测出的第j根发射天线的发射信号；
根据公式8计算出还原数据离最近候选星座点的距离；
d＝ξi-Q(ξi) 公式8；
其中，Q(ξi)表示对ζi进行硬判决；
根据公式9计算辅助变量φ；
其中，表示取实部操作，表示取虚部操作；
计算出需要的实部的点的个数为Rni＝ceil(sqrt(Mi))，需要虚部的点的个数为Ini＝ceil(sqrt(Mi))；
在集合中计算出离最近的Rni个点，在集合中计算出离最近的Ini个点，其中，为候选星座点的实部取值集合，为候选星座点的虚部取值集合；
根据欧几里得距离逐步增加的原则，并根据Rni、Ini以及辅助变量φ，计算出每一级发射天线中的候选星座点pi(i＝1,2,…,Mi)。
图2是本发明实施例的总体候选星座点的搜索示意图；如图2所示，其中假设有Nt个发射天线，从第Nt个发射天线开始搜寻，设定一个向量第i个发射天线只保留Mi个最有可能的星座点。
欧几里得增量计算模块64，用于根据得到的候选星座点，计算因本级增加候选星座点的选取而增加的欧几里得距离；
欧几里得增量计算模块64具体用于：
令si分别等于第i根发射天线已经检测得到的候选星座点pi(i＝1,2,…,Mi)中的每一个点，并根据公式10计算Mi个不同路径下的欧几里得距离；
判断i是否等于1，如果判断为是，调用输出模块66；否则，令i＝i-1，调用候选星座点计算模块62。
图3是本发明实施例的步骤103中每个一个发射天线的星座点远离星座图边缘时的快速列举示意图；如图3所示，在64QAM下，当ξi＝-2.7+2.2j时，运用本发明实施例的快速列举算法得到的搜索结果为：p1＝-3+3j；p2＝-3+1j；p3＝-1+3j；p4＝-1+1j；p5＝-3+5j；p6＝-1+5j；p7＝-5+3j；p8＝-5+1j。
图4是本发明实施例的步骤103中每个一个发射天线的星座点在星座图边缘时的快速列举示意图；如图4所示，在64QAM下，当ξi＝-7.2+7.5j时，运用本发明实施例的快速列举算法得到的搜索结果为：p1＝-7+7j；p2＝-7+5j；p3＝-5+7j；p4＝-5+5j；p5＝-7+3j；p6＝-5+3j；p7＝-3+7j；p8＝-3+5j。
输出模块66，用于根据每一级计算的候选星座点的欧几里得距离增量之和，判决输出空时译码。
输出模块66具体包括：
判断子模块，用于判断采用硬判决方式还是软判决方式，如果确定采用硬判决方式，调用硬判决输出子模块，如果确定采用软判决方式，调用对数似然比计算子模块；
硬判决输出子模块，用于直接选择使最小的那一条路径作为判决输出；
对数似然比计算子模块，用于根据使最小的前A条路径对应的星座点与的值，进行对数似然比计算，将计算结果作为判决输出。
需要说明的是，本发明实施例采用多电平正交幅度调制M-QAM方式对发射信号进行调制。
以下结合附图，对本发明实施例的上述技术方案进行详细说明。
图7是本发明实施例的对MIMO信号进行空时译码的处理装置的详细结构的示意图，如图7所示，包括：QR分解模块60，用于将信道矩阵H进行QR分解，得到Q矩阵和R矩阵；候选星座点计算模块62，根据输入参数和接收信号y，以及QR分解结果，列举出需要的星座点p。欧几里得增量计算模块64，用于根据得到的星座点p，计算因为本层增加星座点的选取，而增加的欧几里得距离。对数似然比LLR计算子模块，即当需要的输出信息为软信息时，该模块启用，根据每一组估计的星座点的欧几里得增量之和，计算软信息。硬判决输出子模块，即当需要的输出信息为硬判决信息时，该模块启用，根据每一组估计的星座点的欧几里得增量之和，选取欧几里得增量最小的那组，作为硬判决输出结果。
下面在图7所示结构上，结合图5对本发明实施例的技术方案进行详细说明。图5是本发明实施例的对MIMO信号进行空时译码的处理方法的详细处理流程图，如图5所示，具体包括如下处理：
步骤501，QR分解模块60将时域信道矩阵H进行QR分解：H＝Q×R；
具体地，QR分解模块60对信道矩阵H进行QR分解的流程如下：
1、信道矩阵H可以表示为H＝[h1 h2 … hm]，其中，m＝Nr，各列向量线性不相关，可进行正交化；
2、对列向量h1进行正交化，计算单位正交化向量q1：q1＝h1/|h1|，其中“|·|”表示取绝对值，可得h1的正交化向量y1＝h1＝|h1|·q1。
3、对列向量h2进行正交化，计算单位正交化向量q2：k21＝-<h2,q1>，其中，knj表示hn在qj上的投影，k21表示h2在q1上的投影，<a,b>表示向量a和向量b相乘，可得h2的正交化向量y2＝h2+k21q1。
4、设有变量n，满足2≤n≤m，对列向量hn进行正交化，计算单位正交化向量qn：可得hn的正交化向量
5、由q1 q2 … qm组合成Q矩阵
6、改写正交化向量y1，可以得到：h1＝q1|y1|；
7、改写正交化向量y2，可以得到：h2＝q2|y2|-k21q1；
8、改写正交化向量yn，可以得到：
9、联合步骤6、7、8中的公式，对信道矩阵H进行QR分解的结果可以表示为：
步骤502，变量及数据初始化：接收向量y和信道矩阵H进行QR分解后的矩阵Q的埃尔米特转置相乘：令变量i＝Nt。
步骤503，候选星座点计算模块62依次获得每一级的候选星座点，具体流程如下：
1、计算第i根发射天线的发射信号经过直接还原的数据：
2、计算出还原数据离最近星座点的距离：d＝ξi-Q(ξi)，其中Q(ξi)表示对ξi进行硬判决；例如ξi＝-7.2+7.5j，d＝-0.2+0.5j
3、计算辅助变量φ：其中|·|表示取绝对值；例如d＝-0.2+0.5j，φ＝0。
4、在M-QAM调制下，设星座点的实部和虚部的取值集合分别是和计算出需要的实部的点的个数为Rni＝ceil(sqrt(Mi))，需要虚部的点的个数为Ini＝ceil(sqrt(Mi))。例如Mi＝8，则Rni＝3，Ini＝3。
5、计算出最近的Rni个点和离最近的Ini个点例如在64QAM调制中，Mi＝8， ξi＝-7.2+7.5j，[R0,R1,R2]＝[-7,-5,-3]，[I0,I1,I2]＝[7,5,3]。
6、计算第一个被列举的点：p1＝R0+j·I0，得到离ξi最近的点p1；按照前面例中分析，可得p1＝-7+7j。
7、计算第二个被列举的点的实部：A＝R0·(！φ)+R1·φ，其中！(·)表示取非运算；计算第二个被列举的点的虚部：B＝I0·φ+I1·(！φ)；计算第二个被列举的点：p2＝A+j·B；按例中分析可得，A＝(-7)·(！0)+(-5)·0＝-7，B＝7·0+5·(！0)＝5，p2＝-7+5j。
8、计算第三个被列举的点的实部A＝R1·(！φ)+R0·φ；计算第三个被列举的点的虚部：B＝I1·φ+I0·(！φ)；计算第三个被列举的点：p3＝A+j·B；在上例中，p3＝-5+7j
9、计算第四个被列举的点：p4＝R1+j·I1；在上例中，p4＝-5+5j
10、计算第五个被列举的点：p5＝R0+j·I2；在上例中，p5＝-7+3j
11、计算第六个被列举的点：p6＝R1+j·I2；在上例中，p6＝-5+3j
12、计算第七个被列举的点：p7＝R2+j·I0；在上例中，p7＝-3+7j
13、计算第八个被列举的点：p8＝R2+j·I1；在上例中，p8＝-3+5j
步骤504，欧几里得增量计算模块64计算步骤503列举出点的欧几里德增量：并记录Mi个不同路径下的欧几里得(Euclid)距离增量；
步骤505，令i＝i-1；
步骤506，判断i是否等于1，如果i等于1，转到步骤507，如果i大于1，则转到步骤503，对每一个新增的支路，进行计算。
步骤507，根据欧几里得距离增量，计算出每一个支路的距离误差和；
步骤508，判断是否软判决输出，如果判断为是，执行步骤509，否则执行步骤510；
步骤509，若要进行软判决输出，LLR计算子模块根据候选星座点序列与相应的欧几里得距离增量之和，通过似然比计算得到软信息作为输出；
步骤510，若要进行硬判决输出，硬判决输出子模块则直接将欧几里得距离增量最小的候选星座点序列作为输出。
综上所述，借助于本发明实施例的技术方案，通过设定向量每一级发射天线所保留的星座点数量是固定的，发射天线的星座点的选取过程中也不包含if-then这类选择判决过程，因此每一条路径的处理时延是一致的，极为适合并行计算；本发明实施例的每一个发射天线的星座点的选取过程仅仅是通过查找离实部虚部最近的点、列举等这种简单操作，因此计算复杂度极低；相对于SSFE算法，在列举过程中不需要计算实部和虚部的值，进一步降低了计算量。并且，本发明实施例所列举星座点全部位于星座图内部，避免了SSFE算法中可能出现的列举点超出星座的现象；本发明实施例的技术方案减少了错误传递，提高检测性能。
尽管为示例目的，已经公开了本发明的优选实施例，本领域的技术人员将意识到各种改进、增加和取代也是可能的，因此，本发明的范围应当不限于上述实施例。
应当注意的是，在本发明的控制器的各个部件中，根据其要实现的功能而对其中的部件进行了逻辑划分，但是，本发明不受限于此，可以根据需要对各个部件进行重新划分或者组合，例如，可以将一些部件组合为单个部件，或者可以将一些部件进一步分解为更多的子部件。
本发明的各个部件实施例可以以硬件实现，或者以在一个或者多个处理器上运行的软件模块实现，或者以它们的组合实现。本领域的技术人员应当理解，可以在实践中使用微处理器或者数字信号处理器(DSP)来实现根据本发明实施例的控制器中的一些或者全部部件的一些或者全部功能。本发明还可以实现为用于执行这里所描述的方法的一部分或者全部的设备或者装置程序(例如，计算机程序和计算机程序产品)。这样的实现本发明的程序可以存储在计算机可读介质上，或者可以具有一个或者多个信号的形式。这样的信号可以从因特网网站上下载得到，或者在载体信号上提供，或者以任何其他形式提供。
应该注意的是上述实施例对本发明进行说明而不是对本发明进行限制，并且本领域技术人员在不脱离所附权利要求的范围的情况下可设计出替换实施例。在权利要求中，不应将位于括号之间的任何参考符号构造成对权利要求的限制。单词“包含”不排除存在未列在权利要求中的元件或步骤。位于元件之前的单词“一”或“一个”不排除存在多个这样的元件。本发明可以借助于包括有若干不同元件的硬件以及借助于适当编程的计算机来实现。在列举了若干装置的单元权利要求中，这些装置中的若干个可以是通过同一个硬件项来具体体现。单词第一、第二、以及第三等的使用不表示任何顺序。可将这些单词解释为名称。

Claims (8)

1.一种对MIMO信号进行空时译码的处理方法，其特征在于，包括：
步骤1，对MIMO系统中的矩阵大小为Nt×Nr的信道矩阵H进行QR分解，并进行初始化操作，其中，Nt为发射天线的数量、Nr为接收天线的数量；
步骤2，根据输入参数接收信号y、以及信道矩阵H的QR分解结果，列举出每一级发射天线中发射信号的候选星座点，其中，M为每一级列举候选星座点的个数，y＝Hs+n，s是矩阵大小为Nt×1的发射信号、n是矩阵大小为Nt×1的高斯白噪声；
步骤3，根据得到的所述候选星座点，计算因本级增加候选星座点的选取而增加的欧几里得距离；
步骤4，根据每一级计算的候选星座点的欧几里得距离增量之和，判决输出空时译码；
其中，所述步骤1具体包括：
步骤11，根据公式1对所述信道矩阵H进行QR分解；
H＝Q×R 公式1；
其中，Q表示对所述信道矩阵H进行QR分解后的正交矩阵，R表示对所述信道矩阵H进行QR分解后的上三角矩阵；
步骤12，将接收信号y和信道矩阵H进行QR分解后的矩阵Q的埃尔米特转置相乘：其中，QH表示矩阵Q的埃尔米特转置；
步骤13，令i＝Nt；
其中，所述步骤2具体包括：
步骤21，根据公式2计算第i＝1,2,…,Nt根发射天线的发射信号经过直接还原的数据；
其中，表示向量的第i个元素，Rij表示信道矩阵H进行QR分解得到的矩阵R的i行j列位置上的数据，sj表示已检测出的第j根发射天线的发射信号；
步骤22，根据公式3计算出所述还原数据离最近候选星座点的距离；
d＝ξi-Q(ξi) 公式3；
其中，Q(ξi)表示对ξi进行硬判决；
步骤23，根据公式4计算辅助变量φ；
其中，表示取实部操作，表示取虚部操作；
步骤24，计算出需要的实部的点的个数为Rni＝ceil(sqrt(Mi))，需要虚部的点的个数为Ini＝ceil(sqrt(Mi))；
步骤25，在集合中计算出离最近的Rni个点，在集合中计算出离最近的Ini个点，其中，为候选星座点的实部取值集合，为候选星座点的虚部取值集合；
步骤26，根据欧几里得距离逐步增加的原则，并根据Rni、Ini以及辅助变量φ，计算出每一级发射天线中的候选星座点Pi，i＝1,2,…,Mi。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤3具体包括：
步骤31，令si分别等于第i根发射天线已经检测得到的候选星座点Pi，i＝1,2,…,Mi中的每一个点，并根据公式5计算Mi个不同路径下的欧几里得距离；
步骤32，判断i是否等于1，如果判断为是，执行步骤4；否则，令i＝i-1，执行步骤21。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤4具体包括：
步骤41，判断采用硬判决方式还是软判决方式，如果确定采用硬判决方式，执行步骤42，如果确定采用软判决方式，执行步骤43；
步骤42，直接选择使最小的那一条路径作为判决输出；
步骤43，根据使最小的前A条路径对应的星座点与的值，进行对数似然比计算，将计算结果作为判决输出。
4.如权利要求1至3中任一项所述的方法，其特征在于，采用多电平正交幅度调制M-QAM方式对发射信号进行调制。
5.一种对MIMO信号进行空时译码的处理装置，其特征在于，包括：
QR分解模块，用于对MIMO系统中的矩阵大小为Nt×Nr的信道矩阵H进行QR分解，并进行初始化操作，其中，Nt为发射天线的数量、Nr为接收天线的数量；
候选星座点计算模块，用于根据输入参数接收信号y、以及信道矩阵H的QR分解结果，列举出每一级发射天线中发射信号的候选星座点，其中，M为每一级列举候选星座点的个数，y＝Hs+n，s是矩阵大小为Nt×1的发射信号、n是矩阵大小为Nt×1的高斯白噪声；
欧几里得增量计算模块，用于根据得到的所述候选星座点，计算因本级增加候选星座点的选取而增加的欧几里得距离；
输出模块，用于根据每一级计算的候选星座点的欧几里得距离增量之和，判决输出空时译码；
其中，QR分解模块具体用于：
根据公式6对所述信道矩阵H进行QR分解；
H＝Q×R 公式6；
其中，Q表示对所述信道矩阵H进行QR分解后的正交矩阵，R表示对所述信道矩阵H进行QR分解后的上三角矩阵；
将接收信号y和信道矩阵H进行QR分解后的矩阵Q的埃尔米特转置相乘：其中，QH表示矩阵Q的埃尔米特转置；
令i＝Nt；
其中，所述候选星座点计算模块具体用于：
根据公式7计算第i＝1,2,…,Nt根发射天线的发射信号经过直接还原的数据；
其中，表示向量的第i个元素，Rij表示信道矩阵H进行QR分解得到的矩阵R的i行j列位置上的数据，sj表示已检测出的第j根发射天线的发射信号；
根据公式8计算出所述还原数据离最近候选星座点的距离；
d＝ξi-Q(ξi) 公式8；
其中，Q(ξi)表示对ξi进行硬判决；
根据公式9计算辅助变量φ；
其中，表示取实部操作，表示取虚部操作；
计算出需要的实部的点的个数为Rni＝ceil(sqrt(Mi))，需要虚部的点的个数为Ini＝ceil(sqrt(Mi))；
在集合中计算出离最近的Rni个点，在集合中计算出离最近的Ini个点，其中，为候选星座点的实部取值集合，为候选星座点的虚部取值集合；
根据欧几里得距离逐步增加的原则，并根据Rni、Ini以及辅助变量φ，计算出每一级发射天线中的候选星座点Pi，i＝1,2,…,Mi。
6.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述欧几里得增量计算模块具体用于：
令si分别等于第i根发射天线已经检测得到的候选星座点Pi，i＝1,2,…,Mi中的每一个点，并根据公式10计算Mi个不同路径下的欧几里得距离；
判断i是否等于1，如果判断为是，调用输出模块；否则，令i＝i-1，调用候选星座点计算模块。
7.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述输出模块具体包括：
判断子模块，用于判断采用硬判决方式还是软判决方式，如果确定采用硬判决方式，调用硬判决输出子模块，如果确定采用软判决方式，调用对数似然比计算子模块；
硬判决输出子模块，用于直接选择使最小的那一条路径作为判决输出；
对数似然比计算子模块，用于根据使最小的前A条路径对应的星座点与的值，进行对数似然比计算，将计算结果作为判决输出。
8.如权利要求5至7中任一项所述的装置，其特征在于，采用多电平正交幅度调制M-QAM方式对发射信号进行调制。
CN201210295683.9A 2012-08-20 2012-08-20 对mimo信号进行空时译码的处理方法及装置 Active CN103634078B (zh)

Priority Applications (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201210295683.9A CN103634078B (zh) 2012-08-20 2012-08-20 对mimo信号进行空时译码的处理方法及装置
EP13807052.9A EP2852085B1 (en) 2012-08-20 2013-08-20 Processing method and device for performing space-time decoding on a mimo signal
ES13807052.9T ES2685776T3 (es) 2012-08-20 2013-08-20 Procedimiento y dispositivo de procesamiento para realizar una descodificación espacio temporal sobre una señal MIMO
JP2015520813A JP5961758B2 (ja) 2012-08-20 2013-08-20 Ｍｉｍｏ信号を時空間復号する処理方法及び装置
PCT/CN2013/081860 WO2013189383A2 (zh) 2012-08-20 2013-08-20 对mimo信号进行空时译码的处理方法及装置
US14/406,021 US9172450B2 (en) 2012-08-20 2013-08-20 Processing method and device for performing space-time decoding on MIMO signal

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201210295683.9A CN103634078B (zh) 2012-08-20 2012-08-20 对mimo信号进行空时译码的处理方法及装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN103634078A CN103634078A (zh) 2014-03-12
CN103634078B true CN103634078B (zh) 2017-02-08

Family

ID=49769533

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201210295683.9A Active CN103634078B (zh) 2012-08-20 2012-08-20 对mimo信号进行空时译码的处理方法及装置

Country Status (6)

Country Link
US (1) US9172450B2 (zh)
EP (1) EP2852085B1 (zh)
JP (1) JP5961758B2 (zh)
CN (1) CN103634078B (zh)
ES (1) ES2685776T3 (zh)
WO (1) WO2013189383A2 (zh)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106549898B (zh) * 2016-09-27 2020-02-18 广东顺德中山大学卡内基梅隆大学国际联合研究院 一种基于mimo-ofdm系统的ssfe信号检测方法和装置
US10171207B2 (en) * 2017-04-26 2019-01-01 Cavium, Llc Methods and apparatus for control bit detection
WO2019137608A1 (en) * 2018-01-11 2019-07-18 Huawei Technologies Co., Ltd. Apparatus and method for selecting candidates in a k-best algorithm of a multiple input multiple output decoder
CN114389757A (zh) * 2020-10-16 2022-04-22 南京中兴新软件有限责任公司 球形译码检测方法和装置、电子设备、存储介质
CN113746776B (zh) * 2021-09-03 2022-12-02 电子科技大学 基于星座点排序和动态树搜索的信号接收方法
CN115296739B (zh) * 2022-10-08 2023-03-07 南昌大学 Scma辅助可见光通信的快速译码方法及系统

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1701579A (zh) * 2003-12-17 2005-11-23 株式会社东芝 信号解码方法和设备
CN1806408A (zh) * 2004-09-14 2006-07-19 株式会社东芝 在mimo系统中使用的接收机
CN101316155A (zh) * 2008-07-14 2008-12-03 浙江大学 采用分布式mimo和网络编码技术的无线传输方法
WO2009109394A2 (en) * 2008-03-07 2009-09-11 Interuniversitair Microelektronica Centrum (Imec) Method and device for multiple input-multiple output detection
WO2011039644A2 (en) * 2009-09-29 2011-04-07 France Telecom Method of precoding symbols for transmission, method of sending a quality value associated with a precoding vector and corresponding devices

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1545082A3 (en) * 2003-12-17 2005-08-03 Kabushiki Kaisha Toshiba Signal decoding methods and apparatus
US8711958B2 (en) * 2012-08-29 2014-04-29 Sequans Communications Method for decoding a spatially multiplexed data signal using a maximum likelihood detection

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1701579A (zh) * 2003-12-17 2005-11-23 株式会社东芝 信号解码方法和设备
CN1806408A (zh) * 2004-09-14 2006-07-19 株式会社东芝 在mimo系统中使用的接收机
WO2009109394A2 (en) * 2008-03-07 2009-09-11 Interuniversitair Microelektronica Centrum (Imec) Method and device for multiple input-multiple output detection
CN101316155A (zh) * 2008-07-14 2008-12-03 浙江大学 采用分布式mimo和网络编码技术的无线传输方法
WO2011039644A2 (en) * 2009-09-29 2011-04-07 France Telecom Method of precoding symbols for transmission, method of sending a quality value associated with a precoding vector and corresponding devices

Also Published As

Publication number Publication date
EP2852085A2 (en) 2015-03-25
EP2852085B1 (en) 2018-06-27
US9172450B2 (en) 2015-10-27
WO2013189383A2 (zh) 2013-12-27
CN103634078A (zh) 2014-03-12
WO2013189383A3 (zh) 2014-02-13
US20150155924A1 (en) 2015-06-04
JP2015530772A (ja) 2015-10-15
JP5961758B2 (ja) 2016-08-02
ES2685776T3 (es) 2018-10-11
EP2852085A4 (en) 2015-08-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN103634078B (zh) 对mimo信号进行空时译码的处理方法及装置
Wang et al. On the performance of the MIMO zero-forcing receiver in the presence of channel estimation error
CN103888217B (zh) 一种球形译码检测方法及装置
JP5257029B2 (ja) コンステレーション簡略化装置及びその簡略化方法並びに受信機
CN104243377B (zh) 一种干扰抑制方法和装置
CN103188703A (zh) 幸存星座点选择方法和qrm-mld信号检测方法
US9166740B1 (en) Low complexity distance metrics for maximum likelihood receivers
CN103384180B (zh) 用于多输入多输出系统的空时译码方法和装置
CN103023622B (zh) 一种信号检测方法和设备
US8442162B2 (en) Method for QR-MLD demodulation
Naidu et al. A study of quadrature spatial modulation
CN104954086B (zh) 一种信号检测方法和装置
CN104301016B (zh) 一种基于多核dsp的mimo并行检测方法及系统
CN112260729A (zh) 一种信号检测方法及装置、电子设备、可读存储介质
CN112260728B (zh) 一种信号检测方法及装置、电子设备、可读存储介质
KR101666821B1 (ko) 연판정값 산출 방법
CN112260726B (zh) 一种信号检测方法及装置、电子设备、可读存储介质
CN112260727B (zh) 一种信号检测方法及装置、电子设备、可读存储介质
CN102882815B (zh) 一种多输入多输出数据检测方法及装置
Yoon et al. Low-complexity symbol detection for generalized spatial modulation MIMO systems
Yang A Review of Sphere Decoding for MIMO Systems and Its Improvement
CN106549898B (zh) 一种基于mimo-ofdm系统的ssfe信号检测方法和装置
CN106209707A (zh) 一种基于mmse的干扰抵消检测方法
CN106161294A (zh) 一种数据处理方法及装置
Mohaisen et al. Adaptive parallel and iterative QRDM detection algorithms for MIMO multiplexing systems

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20230712

Address after: Texas, USA

Patentee after: Advanced Standard Communications Co.,Ltd.

Address before: 518057 Ministry of justice, Zhongxing building, South Science and technology road, Nanshan District hi tech Industrial Park, Shenzhen, Guangdong

Patentee before: ZTE Corp.

TR01 Transfer of patent right