CN103545821B - 一种低压无功补偿控制器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种低压无功补偿控制器，该控制器包括电压信号变送调理电路、电流信号变送调理电路、A/D转换器以及CPU，所述电压信号变送调理电路以及电流信号变送调理电路的输入端分别与系统电源相连，所述电压信号变送调理电路以及电流信号变送调理电路的输出端分别与所述A/D转换器的输入端相连，所述A/D转换器的输出端与所述CPU相连。本发明的低压无功补偿控制器的结构更加简单、实现起来更加方便且补偿效果更好。

Description

一种低压无功补偿控制器

技术领域

本发明涉及节能技术中电能质量领域，具体涉及一种新型的低压无功补偿控制器。

背景技术

随着现代工业的飞速发展，对电能的质量要求越来越高，无功功率的平衡是电能质量的重要保证。由于电力电子装置和非线性负载的广泛应用影响了系统的功率因数。用电设备中感性负载设备用电量占整个用电量的三分之二以上。显然，针对感性负载设备就近提供无功功率补偿对降低线损、降低供电设备容量、改善供电线路的功率因数以及稳定电力系统的电压等方面都起着至关重要的作用。在低压供电系统中，低压无功补偿装置的功能就是向感性负载设备就近提供无功功率。低压无功补偿控制器的核心是通过检测电压电流计算出功率因数、无功功率。按照一定的规律投切电容器组，实现无功补偿。

补偿无功功率有两条途径：一是输电系统（电源）提供；二是补偿电容器提供。如果由电源提供无功功率，线路上有无功功率的流动，将造成输电网络损耗的增加，降低系统的经济效益；而用补偿电容器就地提供无功功率，就可以避免由输电系统传输无功功率，从而降低网络损耗，提高系统的传输功率。国内外广泛采用并联电容器作为无功装作补偿。这种安装方便、造价低、运行维护简便、自身损耗小，既可集中安装，又可分散安装。目前，对于低压配网无功补偿，通常采用低压侧集中补偿与就地补偿相结合对方式。

在线路上并联电容器是补偿无功的主要手段，这种方法结构简单，经济便利，在国内外得到了广泛的运用。这种无功补偿方式一般有三相固定补偿、三相动态补偿、单相动态补偿等。附图1(a)～(d)为无功补偿电容器的结构示意图。如图1所示，C为电容器组；CR为补偿投切用的晶闸管；QF为机械式触电开关。

图1(a)是分相的补偿，控制器分别控制开关QF11，QF12，QF13，各相分别投入不同容量的补偿电容器，这种方法适用于各相负载相差较大，其功率因数也有较大差别的场合；图1(b)是三相共补，电容器接法为星型，控制器控制联动开关QF2；图(c)与图(b)的区别在于电容器的接法为三角型，这种方法的补偿容量是星型接法的倍；这种三相共补的方式适用于三相负载基本平衡，各相负载的功率因数相近的网络；图(d)是固定补偿，在用电设备投入运行时，固定补偿电容器同时投入运行。

如何对无功补偿电容器进行在线检测与控制成为本发明要解决的关键技术问题之一。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种低压无功补偿控制器，该控制器的结构更加简单、实现起来更加方便且补偿效果更好。

本发明提供的一种低压无功补偿控制器，包括电压信号变送调理电路、电流信号变送调理电路、A/D转换器以及CPU，所述电压信号变送调理电路以及电流信号变送调理电路的输入端分别与系统电源相连，所述电压信号变送调理电路以及电流信号变送调理电路的输出端分别与所述A/D转换器的输入端相连，所述A/D转换器的输出端与所述CPU相连。

优选地，所述控制器还包括键盘、显示器，所述键盘和显示器与所述CPU电连接。

优选地，所述控制器还包括时钟，所述时钟与所述CPU电连接。

优选地，所述控制器还包括通信电路，所述通信电路与所述CPU电连接。

优选地，所述控制器还包括存储器，所述存储器与所述CPU电连接。

优选地，所述控制器的供电电源采用系统电源的C相电压降压得到的2路直流电压。

优选地，所述CPU对输入的电流信号及电压信号进行64位fft计算，得到所述控制器的控制量。

由上述技术方案可知，本发明提供的低压无功补偿控制器，的结构更加简单、实现起来更加方便且补偿效果更好。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员而言，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1(a)～(d)为现有技术中无功补偿电容器的结构示意图；

图2为本发明一实施例提供的低压无功补偿控制器的结构示意图；

图3为本发明电容投切流程图；

图4为本发明主程序流程图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

图2为本发明一实施例提供的深低压无功补偿控制器的结构示意图，如图2所示，本发明提供的一种低压无功补偿控制器，包括电压信号变送调理电路、电流信号变送调理电路、A/D转换器以及CPU，所述电压信号变送调理电路以及电流信号变送调理电路的输入端分别与系统电源相连，所述电压信号变送调理电路以及电流信号变送调理电路的输出端分别与所述A/D转换器的输入端相连，所述A/D转换器的输出端与所述CPU相连。

优选地，所述控制器还包括键盘、显示器，所述键盘和显示器与所述CPU电连接。

优选地，所述控制器还包括时钟，所述时钟与所述CPU电连接。

优选地，所述控制器还包括通信电路，所述通信电路与所述CPU电连接。

优选地，所述控制器还包括存储器，所述存储器与所述CPU电连接。

优选地，所述控制器的供电电源采用系统电源的C相电压降压得到的2路直流电压。

优选地，所述CPU对输入的电流信号及电压信号进行64位fft计算，得到所述控制器的控制量。

本发明提供的低压无功补偿控制器的工作原理如下：

通过电压信号变送调理电路、电流信号变送调理电路检测电流源侧交流电压和交流电流，将这些较高的电压、电流经小型电压电流互感器变送，对变送的信号在每个周期内采样64次，每次采样后通过6路开关，送入12位A/D转换器进行模数转换，CPU对存储器中的数据进行64位的fft计算，利用傅氏算法计算出电源测的电压、电流、总功率因数、每相功率因数等控制量，通过判断此时的无功大小，判断每相功率因数、总功率因数与投入/切除门限门限的对比情况，并根据每组电容器的工作状态，进行相应的控制投切并使显示此时的工作状态。

本发明采用的交流采样功率算法测量功率——傅氏算法，如下：

设u（t）=u（t+T），为周期函数，期周期为T，满足[0，T]区间绝对可积，则u（t）可展开为级数： $u\left(t\right)=\frac{u_{a0}}{2}+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}(u_{\mathrm{an}}\cos \mathrm{nwt}+u_{\mathrm{bn}}\sin \mathrm{nwt})$

式中：

$u_{\mathrm{an}}=\frac{2}{T}{\∫}_0^T{u}_{\left(t\right)}\cos \mathrm{nwtdwt},(n=\mathrm{0,1,2}......)$

$u_{\mathrm{bn}}=\frac{2}{T}{\∫}_0^T{u}_{\left(t\right)}\cos \mathrm{nwtdwt},(n=\mathrm{0,1,2}......)$

将连续积分公式离散化为求和公式：

$u_{\mathrm{an}}=\frac{2}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(u_K\cos n\frac{2\mathrm{\πk}}{N}\right)$

$u_{\mathrm{bn}}=\frac{2}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(u_K\sin n\frac{2\mathrm{\πk}}{N}\right)$

n为信号所包含的n次谐波，N为每周波采样点数，取n=1即是基波，N=12即是12点采样，于是得到12点傅氏计算公式：

$u_{\mathrm{al}}=\frac{1}{6}\underset{k=0}{\overset{11}{\mathrm{\Σ}}}\left(u_K\cos n\frac{\mathrm{\πk}}{6}\right)$

$u_{\mathrm{bl}}=\frac{1}{6}\underset{k=0}{\overset{11}{\mathrm{\Σ}}}\left(u_K\sin n\frac{\mathrm{\πk}}{6}\right)$

将公式展开后，得到电压实部与虚部。

电压实部

$u_r=[u_0-u_6+\frac{\sqrt{3}}{2}(u_1+u_{11}-u_5-u_7)-\frac{1}{2}(u_2+u_{10}-u_4-u_8)]/6$

电压虚部

$u_m=[u_3-u_9+\frac{\sqrt{3}}{2}(u_2+u_4-u_8-u_{10})-\frac{1}{2}(u_1+u_5-u_7-u_{11})]/6$

同理，利用傅氏算法计算出电流的实部与虚部。

电流实部

$I_r=[I_0-I_6+\frac{\sqrt{3}}{2}(I_1+I_{11}-I_5-I_7)-\frac{1}{2}(I_2+I_{10}-I_4-I_8)]/6$

电流虚部

$I_m=[I_3-I_9+\frac{\sqrt{3}}{2}(I_2+I_4-I_8-I_{10})-\frac{1}{2}(I_1+I_5-I_7-I_{11})]/6$

于是，视在功率

$\begin{array}{c}S=U\×I^{*}=(U_r+j\×U_m)\×(I_r-j\×I_m)\\ =(U_r\×I_r+U_m\×I_m)+j(U_m\×I_r-U_r\×I_m)\end{array}$

式中，I*为I的共轭。

有功功率：P=U_r×I_r+U_m×I_m

无功功率：Q=U_m×I_r－Ur×I_m

如图3所示，为本发明电容投切流程图。如图4所示，为本发明主程序流程图。

无功电容投入的充要条件：

U_L+L_V≤U≤U_H－H_V

b，COSA1<PF_TR

c，COSA2<PF_QC

d，Q1≥0

e，I_L≤I≤I_H

无功电容切除条件：

a，U≤U_L或U≥U_H

b，Q1<0

c，I>I_H或I<I_L

无功电容投入功能闭锁（可切除电容）：

a，U_L<U≤U_L+L_V

b，U_H－H_V<U<U_H

其中U_L为欠压门限，U_H为过压门限，L_V为欠压回差，H_V为过压回差，PF_TR为投入门限，PF_QC为切除门限，COSA1电容投入前的实测功率因数，COSA2为当前负荷情况下投入下一级电容后的功率因数理论计算值，Q1为实测的无功功率，I_L为欠流门限，I_H过流门限，U、I为实际电压电流值。

本发明与传统低压控制器相比有如下优点：

1，结构更加简单，体积更加小巧，控制更加方便。

2，采用功率因数结合电压、电流、无功功率的综合投切控制判据，提高装置的可靠性。

3，采用高性能、低功耗的SMT32系列芯片，提高了装置的控制精度和速度。

4，在软件和硬件设计上采取先进的抗干扰技术，选用可靠性极高的元器件，极大的提高了装置的抗干扰能力，保证了低压无功补偿装置的可靠运行。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换，而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (1)

1.一种低压无功补偿控制器，包括电压信号变送调理电路、电流信号变送调理电路、A/D转换器以及CPU，其特征在于，所述电压信号变送调理电路以及电流信号变送调理电路的输入端分别与系统电源相连，所述电压信号变送调理电路以及电流信号变送调理电路的输出端分别与所述A/D转换器的输入端相连，所述A/D转换器的输出端与所述CPU相连，所述控制器还包括键盘、显示器，所述键盘和显示器与所述CPU电连接，所述控制器还包括时钟，所述时钟与所述CPU电连接，所述控制器还包括通信电路，所述通信电路与所述CPU电连接，所述控制器还包括存储器，所述存储器与所述CPU电连接，所述控制器的供电电源采用系统电源的C相电压降压得到的2路直流电压，所述CPU对输入的电流信号及电压信号进行64位fft计算，得到所述控制器的控制量；通过电压信号变送调理电路、电流信号变送调理电路检测电流源交流电压和交流电流，将这些电压、电流经小型电压电流互感器变送，对变送的信号在每个周期内采样64次，每次采样后通过6路开关，送入12位A/D转换器进行模数转换，CPU对存储器中的数据进行64位的fft计算，利用傅氏算法计算出电源测的电压、电流、总功率因数、每相功率因数控制量，通过判断此时的无功大小，判断每相功率因数、总功率因数与投入/切除门限的对比情况，并根据每组电容器的工作状态，进行相应的控制投切并显示此时的工作状态；

该低压无功补偿控制器采用的交流采样功率算法测量功率——傅氏算法，如下：

设u(t)＝u(t+T)，为周期函数，其周期为T，满足[0，T]区间绝对可积，则u(t)可展开为级数： $u\left(t\right)=\frac{u_{a0}}{2}+\underset{n=1}{\overset{\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}(u_{an}\cos nwt+u_{bn}\sin nwt)$

式中：

$\begin{array}{cc}{u}_{an}=\frac{2}{T}{\&Integral;}_0^T{u}_{\left(t\right)}\cos nwtdwt& (n=0,1,2......)\end{array}$

$\begin{array}{cc}{u}_{bn}=\frac{2}{T}{\&Integral;}_0^T{u}_{\left(t\right)}\sin nwtdwt& (n=0,1,2......)\end{array}$

将连续积分公式离散化为求和公式：

$u_{an}=\frac{2}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\&Sigma;}}\left(u_K\cos n\frac{2\mathrm{\&pi;}k}{N}\right)$

$u_{bn}=\frac{2}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\&Sigma;}}\left(u_K\sin n\frac{2\mathrm{\&pi;}k}{N}\right)$

n为信号所包含的n次谐波，N为每周波采样点数，取n＝1即是基波，N＝12即是12点采样，于是得到12点傅氏计算公式：

$u_{a1}=\frac{1}{6}\underset{k=0}{\overset{11}{\&Sigma;}}\left(u_K\cos n\frac{\mathrm{\&pi;}k}{6}\right)$

$u_{b1}=\frac{1}{6}\underset{k=0}{\overset{11}{\&Sigma;}}\left(u_K\sin n\frac{\mathrm{\&pi;}k}{6}\right)$

将公式展开后，得到电压实部与虚部；

电压实部

$u_r=\&lsqb;u_0-u_6+\frac{\sqrt{3}}{2}(u_1+u_{11}-u_5-u_7)-\frac{1}{2}(u_2+u_{10}-u_4-u_8)\&rsqb;/6$

电压虚部

$u_m=\&lsqb;u_3-u_9+\frac{\sqrt{3}}{2}(u_2+u_4-u_8-u_{10})-\frac{1}{2}(u_1+u_5-u_7-u_{11})\&rsqb;/6$

同理，利用傅氏算法计算出电流的实部与虚部；

电流实部

$I_r=\&lsqb;I_0-I_6+\frac{\sqrt{3}}{2}(I_1+I_{11}-I_5-I_7)-\frac{1}{2}(I_2+I_{10}-I_4-I_8)\&rsqb;/6$

电流虚部

$I_m=\&lsqb;I_3-I_9+\frac{\sqrt{3}}{2}(I_2+I_4-I_8-I_{10})-\frac{1}{2}(I_1+I_5-I_7-I_{11})\&rsqb;/6$

于是，视在功率

S＝U×I^*＝(U_r+j×U_m)×(I_r-j×I_m)

＝(U_r×I_r+U_m×I_m)+j(U_m×I_r-U_r×I_m)

式中，I^*为I的共轭；

有功功率：P＝U_r×I_r+U_m×I_m

无功功率：Q＝U_m×I_r-U_r×I_m

无功电容投入的充要条件：

U_L+L_V≤U≤U_H-H_V

b，COSA1＜PF_TR

c，COSA2＜PF_QC

d，Q1≥0

e，I_L≤I≤I_H

无功电容切除条件：

a，U≤U_L或U≥U_H

b，Q1＜0

c，I＞I_H或I＜I_L

无功电容投入功能闭锁，可切除电容：

a，U_L＜U≤U_L+L_V

b，U_H-H_V＜U＜U_H

其中U_L为欠压门限，U_H为过压门限，L_V为欠压回差，H_V为过压回差，PF_TR为投入门限，PF_QC为切除门限，COSA1电容投入前的实测功率因数，COSA2为当前负荷情况下投入下一级电容后的功率因数理论计算值，Q1为实测的无功功率，I_L为欠流门限，I_H过流门限，U、I为实际电压电流值。