CN103534944A - 加权滤波器，以及用于传输和接收模拟信号的对应方法和装置，以及计算机程序 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于在装置中使用以传输和/或接收模拟信号的加权滤波器，所述装置能够在预定的频带中传输和/或接收所述模拟信号，所述预定的频带由称为第一子带和第二子带的两个相邻子带组成。根据本发明，此种加权滤波器包括：第一臂（41），所述第一臂包括用于衰减所述模拟信号的构件；第二臂（42），所述第二臂包括用于对所述模拟信号进行滤波的构件，所述滤波构件具有对应于所述第一子带或对应于所述第二子带的带宽；以及用于将从所述第一臂和所述第二臂产生的信号组合起来的构件（43）。

Description

加权滤波器,以及用于传输和接收模拟信号的对应方法和装置,以及计算机程序

1.技术领域

本发明领域涉及通信系统中的模拟传输领域。

本发明尤其涉及通信系统中称为“模拟前端收发器”（AFE）的发射器和/或接收器的输入模拟接口，确切地说，涉及用于此类接口的滤波器。

本发明可以尤其适用于电力线通信（PLC）领域，尤其用于在（约0至500MHz数量级的）扩宽频带中传输信号。

2.背景技术

2.1电力线通信传输

在“家庭电力线网络联盟（HomePlug AV）”规范中或在2008年7月由斯特凡诺·加利（Stefano Galli）和奥列格·罗杰诺维（Oleg Logvinov）在《IEEE通讯杂志》的文档“在IEEE内的电力线通信标准的最新发展（Recent Developments in the Standardization ofPower Line Communications within the IEEE）”中定义的电力线通信技术能够用现有的电力网络创建以高比特率运行的局域网。

目前，在使用OFDM类型的调制期间，此种技术允许在约0至30MHz的频带中以高比特率进行传输。

为了将传输比特率提高到约一千兆字节/秒的数量级，设想将频带扩宽到约500MHz数量级的值。

然而，此种传输带越宽，与其他信号产生串扰的风险就越大。因此，为了限制由电源电缆产生的辐射所产生的潜在干扰，以及为了限制对位于相同频带中的无线电系统产生影响，需要符合特定的功率分布图。

图1所示的此种分布图规定，在0MHz至30MHz的频带（也称为低频带或第一带）上的最大功率密度设置为-50dBm/Hz，并且在30MHz至500MHz的频带（也称为高频带或第二带）上的最大功率密度应设置为-80dBm/Hz，即，比第一带上允许的谱功率密度低30dB。

对带的此种扩宽的另一约束条件是存在介于87.5MHz与108MHz之间的FM带以及VHF和UHF地面电视播放服务，所述地面电视播放服务的信号处于相对较高的功率级，并且使得对于PLC信号，难以利用这些带部分。

对于建立通信系统中的收发器的模拟部分（AFE），功率分布图中30dB的级差以及FM带和电视播放信号的存在是主要的技术难题，而所述通信系统必须对较宽的动态范围和宽频带进行调和。

2.2用于在0MHz至30MHz带上传输的收发器

图2是当前用于在0MHz至30MHz带中传输PLC信号的AFE系统示意图的更详细说明。

此种AFE系统包括：

-物理层级处的数字处理模块21；

-频率/时间转换模块（IFFT或快速傅里叶逆变换模块）或时间/频率转换模块（FFT）22；

-用于数字信号的数字/模拟转换（DAC）模块23；

-用于模拟信号进行放大以馈送给发射滤波器25的模块24；

-用于耦接到电源网络的模块26；

-接收滤波器27；

-用于接收滤波器27产生的模拟信号的控制增益放大（CGA）模块28；

-用于模拟信号的模拟/数字转换（ADC）模块29。

具体而言，在传输中，数字处理模块21产生的数字信号在频率/时间转换模块22中从频域转换到时域，并且随后通过数字/模拟转换器23转换成模拟形式。随后，模拟信号进行放大24并且由发射滤波器25进行滤波，从而去除数字/模拟转换中不需要的成分，并且随后耦接到26电源网络上。

此种耦接模块26也提供对PLC信号进行接收。

因此，在接收中，接收到的信号由接收滤波器27进行滤波，从而仅保留信号谱中的有效负载成分，随后由控制增益放大模块28调节功率，最后进行模拟/数字转换29。

在此种结构的情况下，就频宽和动态范围而言，AFE系统的性能基本上取决于所用的数字/模拟转换器和模拟/数字转换器的特征。

2.3用于在0MHz至500MHz带上传输的收发器

然而，如果考虑在约0MHz至500MHz数量级的扩宽带上的传输，那么当前可以仅使用一个AFE系统来对制定的所有约束条件进行调和。

事实上，如果使用低频带（上至30MHz），那么由于信道的高信号级以及低衰减，信噪比（SNR）被认为相对较优良。因此，需要使用具有高信噪比且因此具有高有效位数（ENOB）的数字/模拟转换器和模拟/数字转换器。这些特征可以使用（例如）QAM1024或QAM4096正交调幅类型的星座图而实现很好的传输比特率，所述星座图具有很多状态。

相反，如果在高频带（在30MHz与500MHz之间）中操作，那么这些具有高ENOB的转换器不再合适，因为所述转换器具有极低的采样频率（约300MHz至400MHz数量级）。此外，功率分布图相对于低频带的30dB衰减以及传输信道的弱化使得必须在低信噪比下运行。因此，需要使用其他类型的转换器，所述转换器仅具有少数的量化比特，但是能够在约一千兆赫兹数量级的采样频率下对极宽的带信号进行采样。

由于低频带与高频带之间的这些不同约束条件，因此所提出的技术取决于对这两个带的不同利用，以及在两种类型的物理层和AFE系统上的实施方式。

换言之，当前设想如图3所示复制AFE系统，使得两个带中的每一者都具有其自身的物理层数字处理，由于模拟处理、滤波、CGA以及不同的采样的条件，因此它们的物理层数字处理必须是不同的（至少在接收过程中是不同的）。

因此，第一AFE系统与低频带B1相关联。所述第一AFE系统包括物理层数字处理模块211、频率/时间转换模块或时间/频率转换模块221、数字/模拟转换模块231、发射滤波器EF1251、接收滤波器RF1271、控制增益放大模块281以及模拟/数字转换模块291。

第二AFE系统与高频带B2相关联。所述第二AFE系统包括物理层数字处理模块212、频率/时间或时间/频率转换模块222、数字/模拟转换模块232、衰减模块30、发射滤波器EF2252、接收滤波器RF2272、控制增益放大模块282以及模拟/数字转换模块292。

这两个AFE系统也具有在MAC层处的数字处理模块31以及用于与两个带共有的电源网络耦接的模块26。

具体而言，对于第一带B1，可以在约80MHz数量级的低频率下完成采样，从而使用低成本的数字/模拟转换器231和模拟/数字转换器291。然而，第二频带B2的采样优选地至少为约200MHz数量级。

在此种配置下，图1中的功率分布图能通过传输信号的相对衰减（30）获得，与第一频带B1相比，在高频带B2的数字/模拟转换232之后，传输信号相对衰减30dB。在这种情况下，在第二带B2的数字/模拟转换器232的输出处的信噪比可以在衰减之后得到保留，并且可以保持足够用于进行在第二带B2上具有多种状态的调制。

然而，主要在于复制AFE系统的此种技术具有若干缺点。

此种技术的第一缺点在于：同时在第一带和第二带上传输数据所需的复杂度，因为两个带中的每一者都需要其固有的AFE系统以及完全或在很大程度上不同的物理层数字处理操作。

此种技术的另一缺点在于：由于复制了大多数模块而产生的该技术在资源方面的成本。

此种技术的又一缺点在于：用于第一频带的模拟发射滤波器以及用于第二频带的接收滤波器的制造难度，因这些滤波器必须为高选择性的。

事实上，发射滤波器EF1251应能够从第一频带的数字/模拟转换器231的响应中去除第一谐波成分。现在，在重新组合两个AFE系统之后，此种第一频带高于第二带有30dB（由于图1所示的功率分布图）。因此，发射滤波器EF1251必须为高频率选择性的，使得第二频带B2不会受到第一带B1的数字/模拟转换器231的干扰。

此外，在第二带B2的采样之前，接收滤波器RF2272的响应应具有高选择性和带外抑制（out-of-band rejection），使得第一带B1中进入到接收滤波器RF2频带中的那一部分仍然处于与第二带B2的功率级相比相对较低的功率级。

因此，尽管AFE系统的此种复制，但是关于模拟滤波的某些条件仍然难以遵从。

因此，需要一种新颖的滤波技术来克服这些缺点中的至少一些缺点。

3.发明内容

本发明提出一种意图用于在装置中使用以传输和/或接收模拟信号的新颖加权滤波器，所述装置能够在预定的频带中传输和/或接收所述模拟信号，所述预定的频带由称为第一子带和第二子带的两个相邻子带形成。

根据本发明，此种加权滤波器包括：

-第一分支，所述第一分支包括用于衰减模拟信号的构件；

-第二分支，所述第二分支包括用于对模拟信号进行滤波的构件，所述滤波构件具有对应于第一子带或对应于第二子带的带宽；

-用于将从第一分支和第二分支产生的信号组合起来的构件。

因此，本发明涉及一种特定的普通滤波器结构，该结构可以在AFE通信系统中的发射器和接收器的模拟部分中实施。换言之，在传输和接收时，此种滤波器的结构是相同的。

具体而言，可以注意到，此种加权滤波器适用于通过电力线载波在扩宽频带中的传输。

例如，第一子带约为0MHz至30MHz数量级，而第二子带约为30MHz至87.5MHz数量级。因此，本发明提出共同处理低频带（第一子带）和高频带中低于87.5MHz的频率。

在传输和/或接收时使用的此种加权滤波器可以遵从和/或接收图1所示的功率谱密度分布图，根据所述分布图，第二子带的最大功率必须比第一子带低30dB。

根据本发明的第一方面，衰减构件包括电阻衰减器。

因此，所述加权滤波器的第一分支对应于衰减后的直接通路。

具体而言，此种衰减器实施起来特别简单。

此外，电阻值的选择可以遵从图1所示的功率谱密度分布图。具体而言，衰减对应于第一子带与第二子带之间功率的差值（30dB，用于通过PLC传输），加上与将加权滤波器插入频带中有关的损耗（例如，6dB）。

根据另一特征，滤波构件包括三个滤波单元，其中两个滤波单元是“M”类型单元，“恒K”类型单元位于这两个“M”类型单元之间。

因此，第二分支的滤波构件易于从已知的滤波单元中实施。

这些滤波单元可以用于获得高频率选择的低通滤波器（用于传输）或高通滤波器（用于接收）。

根据又一特征，用于组合的构件包括差动放大器。因此，所述加权滤波器的两个分支可以通过差动放大器重新组合。

此种差动放大器适于模拟信号的处理。此外，这是已知且易于实施的元件。

本发明还涉及一种用于在预定的频带中传输模拟信号的装置，所述预定的频带由称为第一子带和第二子带的两个相邻子带形成，所述装置包括上文所定义的加权滤波器。

当然，此装置可以包括加权滤波器的不同特征。因此，此装置的特征和优点与加权滤波器的特征和优点相同。

例如，此种传输装置对应于通信网络的设备中的输入模拟接口或模拟前端（AFE）单元。

根据本发明，此种传输装置包括一种结构，与现有技术宽频带的AFE系统相比，此种结构被简化。

具体而言，此种传输装置不需要重复传统AFE系统中的大多数元件，便能确保在扩宽带中的操作，并且能通过使用总体0MHz至87MHz带的一个且仅有一个物理层来简化物理层信号的处理。

最后，此种装置可以生成遵从图1所示功率分布图的传输信号。

具体而言，此种传输装置包括：

-用于在物理层处对要发送的数据进行数字处理从而传送数字信号的模块；

-用于对数字信号进行频率-时间转换的模块；

-用于在时域中对数字信号进行数字-模拟转换从而传送模拟信号的模块；

-用于放大模拟信号并馈送给加权滤波器的模块；

-用于将加权滤波器产生的模拟信号与电源网络耦接的模块。

可以注意到，在数字/模拟转换之后，实施本发明的加权滤波器可以保留信号-模拟/数字转换噪声比，无论考虑何种带宽（0MHz至30MHz或30MHz至87MHz），所述信号-模拟/数字转换噪声比都相同。

此外，在数字/模拟转换的两个输出子带上获得的功率分布图是一致的。

根据一项特定实施例，加权滤波器的滤波构件包括三个滤波单元，其中两个滤波单元是“M”类型单元，其中“恒K”类型单元位于这两个“M”类型单元之间。每个M单元都包括三个电感部件和一个电容部件，而恒K单元包括两个电感部件和一个电容部件。恒K单元的电感部件中的每一者都可以与M单元中一者的电感部件分成一组。换言之，这三个滤波单元的关联使两个电感部件能够在两个接口处分成一组而成为仅一个部件。

因此，加权滤波器的滤波构件通过使用已知类型的单元来建立。如已经指出，这些滤波单元用于通过简单地置换电感部件和电容部件而获得低通滤波器（在传输时）或高通滤波器（在接收时），而不会改变滤波构件的结构。

本发明还涉及一种用于在预定的频带中接收模拟信号的装置，所述预定的频带由称为第一子带和第二子带的两个相邻子带形成，所述装置包括上文所述的加权滤波器。

当然，此装置可以包括加权滤波器的不同特征。因此，此装置的特征和优点与加权滤波器的特征和优点相同。

例如，此种接收装置对应于通信网络的设备中的输入模拟接口或模拟前端（AFE）单元。

具体而言，在传输和接收时使用相同结构的加权滤波器可以将信号有效地重新组合。换言之，上文所述的传输装置和接收装置的串联可以提供一致的功率分布图。

具体而言，此种接收装置包括：

-用于耦接到提供以对模拟信号进行接收的电源网络并且馈送给加权滤波器的模块；

-用于加权滤波器产生的模拟信号的控制增益放大模块；

-用于对放大的模拟信号进行模拟/数字转换从而传送数字信号的模块；

-用于对数字信号进行时间-频率转换的模块；

-用于在物理层处在频域中对数字信号进行数字处理并能够对所发送数据进行重建的模块。

可以注意到，在模拟/数字转换之前，无论考虑何种子带（0MHz至30MHz或30MHz至87MHz），实施根据本发明的加权滤波器都可以保留相同的信号-模拟/数字转换噪声比。

此外，在模拟/数字转换模块的输入处的两个子带上获得的功率分布图是一致的。

根据一项特定实施例，加权滤波器的滤波构件包括三个滤波单元，其中两个滤波单元是“M”类型单元，其中“恒K”类型单元位于这两个“M”类型单元之间。每个M单元都包括三个电容部件和一个电感部件，而恒K单元包括两个电容部件和一个电感部件。恒K单元的电容部件中的每一者都可以与M单元中一者的电容部件分成一组。换言之，这三个滤波单元的关联使两个电容部件能够在两个接口处分成一组而成为仅一个部件。

在另一项实施例中，本发明涉及一种用于在预定的频带中传输模拟信号的方法，所述预定的频带由称为第一子带和第二子带的两个相邻子带形成。

根据本发明，此种方法包括对模拟信号进行加权滤波的步骤，该步骤实施上文所述加权滤波器。

此种传输方法可以通过上文所述传输装置来实施。此方法的优点与对应装置的优点类似，因此不再赘述。

在又一项实施例中，本发明涉及一种用于在预定的频带中接收模拟信号的方法，所述预定的频带由称为第一子带和第二子带的两个相邻子带形成。

根据本发明，此种接收方法包括对模拟信号的加权进行滤波的步骤，该步骤实施上文所述加权滤波器。

此种接收方法可以通过上文所述接收装置来实施。此方法的优点与对应装置的优点类似，因此不再赘述。

本发明的另一方面涉及一种计算机程序，所述计算机程序包括指令，适用于在由处理器执行该程序时实施上文所述传输和/或接收方法。此种程序可以使用任何编程语言。这种程序可以从通信网络下载和/或记录到计算机可读媒体上。

4.附图说明

通过下文对一项特定实施例的描述，并借助于简单的说明性而非详尽的实例以及附图，本发明的其他特性及优点将更加清楚，在这些附图中：

-图1关于现有技术进行呈现，它示出在0MHz至500MHz频带中发送的信号必须遵从的功率分布图；

-图2和图3也参考现有技术进行描述，它们呈现出用于在低频带上传输的传统AFE系统的结构以及经复制用于在扩宽带中传输的AFE系统的结构；

-图4示出根据本发明的加权滤波器的结构；

-图5A至图5C回想出在图4所示的加权滤波器中发挥作用的“M”和“恒K”单元的特征；

-图6示出在传输和接收时实施图4所示的加权滤波器的AFE系统的结构；

-图7呈现出在图6所示系统中的加权滤波器的输入和输出处的不同子带的功率级；

-图8A和图8B示出在传输时所用的在根据本发明的加权滤波器的振幅和相位方面的变换函数；

-图9A和图9B示出在接收时所用的在根据本发明的加权滤波器的振幅和相位方面的变换函数；

-图10A和图10B呈现出在传输和接收时加权滤波器的总体结果。

5.具体实施方式

5.1一般原理

本发明的一般原理涉及一种称为“加权滤波器”的频率选择滤波器的新颖结构，其可以用于发射器和/或接收器的模拟部分中。

此种新颖结构尤其可以在由两个相邻子带形成的宽频带上执行通信，同时遵从预定的功率分布图，所述两个相邻子带例如，约0MHz至30MHz数量级的第一子带和约30MHz至87.5MHz数量级的第二子带。

此类加权滤波器在传输时可以为低通类型，或在接收时可以为高通类型。这些加权滤波器的结构在传输和接收时是相同的，并且发射滤波器与接收滤波器的不同之处仅在于电感部件和电容部件的置换。

图4提供根据本发明的加权滤波器结构的更精确说明。

此种加权滤波器包括：两个分支，称为第一分支41和第二分支42；以及构件43，用于将第一分支和第二分支产生的信号组合起来，例如，所述构件43采取差动放大器的形式。

具体而言，第一分支41包括用于衰减模拟信号的构件，例如，所述构件采取电阻衰减器的形式。通过完全常规的方式，输入信号被认为是从（例如）op-amp（运行放大器）类型的电压发生器中产生的，并且被输入到加权滤波器中，从而被输入到第一分支41中。随后，电阻衰减器可以仅由安装为分压器桥的两个电阻器组成，所述分压器桥在电子设备中以常规方式实施。根据图4，衰减值随后由以下关系决定：

衰减（dB）=20xlog(R/(R+nxR))

对于n=62，衰减则为36dB。

第二分支42自身包括用于对具有带宽的模拟信号进行滤波的构件，如果在传输时使用加权滤波器，那么所述带宽对应于第一子带，或者如果在接收时使用加权滤波器，那么所述带宽对应于第二子带。通过完全常规的方式，输入信号被认为是从（例如）op-amp（运行放大器）类型的电压发生器中产生的，并且被输入到加权滤波器中，从而被输入到第二分支42中。用于对加权滤波器进行滤波的构件包括三个滤波单元421至423，其中两个滤波单元是“M”类型单元，其中“恒K”类型单元位于这两个“M”类型单元之间。常规上，M滤波单元和恒K滤波单元必须是匹配于输入的电源阻抗和匹配于输出的负载阻抗。由于电压发生器适用于第二分支42的输出，因此位于滤波单元前面的第一电阻器R可以指定电源阻抗。类似地，在第二分支42的输出处，在重新组合两个分支41和42之前，第二电阻器R可以通过差动放大器指定负载阻抗。通过这种方式，与将加权滤波器插入通频带中有关的损耗是6dB。

作为一种提示，图5A至图5C分别示出（例如）具有30MHz带宽的低通滤波器的恒K单元的结构、M单元的结构以及这两种类型单元的响应曲线，其中Z1=j.L.ω、Z2=1/j.C.ω以及m=0.6。

可以回想到，M单元是源自恒K单元的单元，它提高了恒K单元的特征。其特性主要为：与恒K单元具有的相同带宽；带宽中的几乎恒定的阻抗；带外中的传输零点，其提高了滤波器在截止频率邻域中的选择性；部分相隔较远的带外抑制。

基于此种M单元，本发明提出一种普通的加权滤波器，所述加权滤波器的复杂度与传统的低通滤波器或高通滤波器的复杂度相当，并且所述加权滤波器根据部件Z1和Z2（电容或电感）的类型，可以在传输或接收时执行加权。

具体而言，如果在传输时使用加权滤波器，那么第二分支中的M单元421和423中的每一者都包括三个电感部件（Z1）和一个电容部件（Z2），而恒K单元422包括两个电感部件（Z1）和一个电容部件（Z2）。如图4所示，恒K单元的电感部件中的每一者（Z1/2）都可以与M单元中一者的电感部件（mZ1/2）分成一组，从而形成单个电感部件（(1+m)Z1/2）。

如果在接收时使用加权滤波器，那么第二分支中的M单元421和423中的每一者都包括三个电容部件（Z1）和一个电感部件（Z2），而恒K单元422包括两个电容部件（Z1）和一个电感部件（Z2）。再次如图4所示，恒K单元的电容部件中的每一者（Z1/2）都可以与M单元中一者的电容部件（Z2/2）分成一组，从而形成单个电容部件（(1+m)Z1/2）。

因此，获得的加权滤波器随后可以：

-当传输时实施加权滤波器时：将低通滤波器运用到在第一频率子带中传输的信号（通过生成滤波器的第二分支），或者对在第二频率子带中传输的信号的功率进行衰减（通过加权滤波器的第一分支）；

-当接收时实施加权滤波器时：将高通滤波器运用到在第二频率子带中传输的信号（通过加权滤波器的第二分支），或者对在第一频率子带中传输的信号的功率进行衰减（通过加权滤波器的第一分支）；

5.2对PLC传输的运用

下文描述将根据本发明的加权滤波器运用到扩宽带PLC传输中。

可以回想到，PLC传输当前在约0MHz至30MHz数量级的频带中获得授权，并且计划将此频带扩宽到约500MHz数量级的值，从而提高传输比特率。如参考现有技术已指出，对于此种带扩宽的一个约束条件是存在介于87.5MHz与108MHz之间的FM带。

发明人已注意到，30MHz至87.5MHz的子带需要特殊的处理。具体而言，如果子带附接到低频带（约0MHz至30MHz），那么由于先前在功率分布图30MHz中有30dB的衰减，因此其处理过程会减少信号动态范围的强约束条件，并且降低传输/接收系统的复杂度。如果用高达500MHz的高频带进行处理，那么其有待由低量化进行开发，因为与更高频带相比，在该子带中信道弱化特征仍然更为有利。

因此，本发明提出在针对网络设备中的模拟传输/接收部分使用特定结构时，根据上文所述的新加权滤波器的实施，共同处理低频带（也称为第一子带）和高频带（也称为第二子带）中低于87.5MHz的频率。

所提出的解决方案也可以通过使用用于总体0MHz至87MHz带的一个且相同物理层来简化物理层的处理。

换言之，本发明通过实施用于第一子带和第二子带传输的相同物理层和单个AFE类型系统，对在0MHz至87MHz带中的PLC传输的原理进行简化，同时保留信号-数字/模拟转换和模拟/数字转换噪声比，所述信号-数字/模拟转换和模拟/数字转换噪声比对于两个子带都相同，并且遵从图1所示的功率分布图。

为了实现此目标，本发明提出一种模拟加权滤波器解决方案，所述解决方案复杂度较低，并且易于植入到硬件实施例的背景中，所述硬件实施例的特征，尤其是相位特征与OFDM信号的传输是可相容的。

如图6所示，在运用的此实例中，本发明提出一种新颖AFE系统，所述AFE系统具有与参考图2所述的用于在低频带中传输的传统AFE系统相同的结构，除了发射滤波器25和接收滤波器27被根据本发明的用于传输61和接收62的模拟加权滤波器代替。

物理层数字处理模块21、频率/时间或时间/频率转换模块22、数字/模拟转换模块23或模拟/数字转换模块29、放大模块24、控制增益放大器28以及用于与电源网络耦接的模块26类似于参考图2所呈现的那些模块，因此不再更加详细地进行描述。然而，可以注意到，数字/模拟或模拟/数字转换模块的采样频率可以约为200MHz数量级。

具体而言，如图7所示，加权发射滤波器61在数字/模拟转换模块23的输出处接收根据一致功率分布的两个子带B1（约0MHz至30MHz）和B2（约30MHz至87.5MHz）。此滤波器塑造了图1所示的功率分布图（在子带B1与子带B2之间存在30dB的功率分布图级差）。

在接收时，加权滤波器62在模拟/数字转换29之前执行逆向操作并且提供一致的响应。

如参考图4所述，加权发射滤波器61包括两个分支，第一分支41E包括30+6dB的电阻衰减器，其中因数n等于（例如）62，并且第二分支42E包括具有带宽B1的低通滤波器，所述低通滤波器可能与图3所示的发射滤波器EF1251具有相同特征。此种低通滤波器由三个滤波单元组成，所述三个滤波单元包括两个M单元和一个“恒K”类型单元，并且在带宽中引入6dB的损耗。低通滤波器的输出总和43E与衰减器的输出总和使得可以接近指定的功率分布图，同时使图7所示的AFE的两个输出子带保留相同的信噪比。然而，根据低通滤波器的衰减斜率，需要考虑不同宽度的过渡带ΔB，在所述过渡带ΔB中，子带B1的功率级不是最佳的。

在接收时，加权滤波器62也包括两个分支，第一分支41R包括30+6dB的电阻衰减器，并且第二分支42R包括具有带宽B2的高通滤波器，所述高通滤波器可能与图3所示的接收滤波器RF2 272具有相同特征。此种高通滤波器由三个滤波单元组成，所述三个滤波单元包括两个M单元和位于所述两个M单元之间的一个“恒K”类型单元，并且将6dB的损耗引入通频带中。高通滤波器的输出总和43R与衰减器的输出总和使得可以在模拟/数字转换29之前重新构成一致信号，并且因此使两个子带B1和B2保持相同的信噪比。

除了在传输和接收时功率分布图在第一分支上所需的30dB的衰减之外，6dB的衰减对应于与将滤波构件引入第二分支中有关的6dB损耗，该损耗必须是与图4所示的电阻器R匹配的电源阻抗和负载阻抗。

也可以注意到，对于具有图3所示的两个AFE的系统，根据本发明的传输/接收系统的效率取决于发射/接收滤波器的选择。因此，这些滤波器的衰减斜率越大，系统的效率就越高。为了实现这些性能，需要使用高阶模拟滤波器，如果考虑通常使用的恒K单元，那么所述高阶模拟滤波器的植入可能更为复杂。

这就是发明人提出一种新颖加权滤波器的原因，所述加权滤波器包括实施两个M单元和一个恒K单元的特定滤波构件。实际上，使用M单元可以获得较高的衰减斜率，并且因此获得减小的过渡带，而恒K单元可以实现相对于-36dB较高的带外衰减。

最后，这三个T单元之间的关联引起相位旋转，在两个分支41E和42E（相应地41R和42R）重新组合的点处，所述相位旋转等于3π。因此，此种重新组合能有利地通过差动放大器43E（以及相应地43R）来完成，所述差动放大器43E是第一分支的非倒相放大器以及第二分支的倒相放大器，并且在传统上用于模拟信号处理阶段。

因此，加权滤波器的变换函数可以用以下形式来表达：

$T_k=\frac{{2\mathrm{Zb}}_k}{(R+{\mathrm{Za}}_k+{\mathrm{Zb}}_k)}\frac{{\mathrm{Xb}}_k}{({\mathrm{Xb}}_k+{\mathrm{Zd}}_k)}\frac{{\mathrm{Zb}}_k}{({\mathrm{Ze}}_k+{\mathrm{Zb}}_k)}\frac{R}{({\mathrm{Zf}}_k+R)}-2{\mathrm{Hp}}_k$

其中：

- ${\mathrm{Za}}_k=\frac{\mathrm{mZ}1k}{2},$ ${\mathrm{Zb}}_k=\frac{{Z2}_k}{m}+\frac{(1-m^2)}{4m}{Z1}_k,$ ${\mathrm{Zc}}_k=\frac{1+m}{2}{Z1}_k,$ ${\mathrm{Zd}}_k=\frac{(R+{\mathrm{Za}}_k){\mathrm{Zb}}_k}{R+{\mathrm{Za}}_k+{\mathrm{Zb}}_k}+{\mathrm{Zc}}_k$ ${\mathrm{Ze}}_k=\frac{{\mathrm{Zd}}_k{Z2}_k}{{\mathrm{Zd}}_k+{Z2}_k}+{\mathrm{Zc}}_k,$ ${\mathrm{Zf}}_k=\frac{{\mathrm{Ze}}_k{\mathrm{Zb}}_k}{{\mathrm{Ze}}_k+{\mathrm{Zb}}_k}+{\mathrm{Za}}_k,$ ${\mathrm{Hp}}_k=\frac{1}{1+n},$

-R是用于电阻衰减器中的电阻，例如，在传输时等于22.5欧姆，而在接收时等于24.5欧姆；

-Z1是加权发射滤波器的电感部件并且Z2是加权发射滤波器的电容部件，或者相反地，Z1是加权接收滤波器的电容部件并且Z2是加权接收滤波器的电感部件；

-n是等于62的因数，例如，选择该因数以获得36dB的衰减；

-m是（例如）等于0.65的阻尼系数。

通过实例，图8A、图8B、图9A和图9B示出在传输和接收时，在加权滤波器的滤波构件振幅和相位方面的变换函数。

因此，图8A示出在振幅方面的变换函数，而图8B示出当在具有以下参数的0MHz至100MHz带上传输时获得的相位方面的变换函数，其中Z1是电感并且Z2是电容：

Fc=27.10⁶

R=22,5

C=3,9.10^-10

L=3,564.10^-7

Z1_k=jLω_k

${Z1}_k=\frac{1}{\mathrm{jC}{\mathrm{\ω}}_k}$

Ω=2πFc

m=0,65

n=62

对于图8A的振幅响应，虚线示出两个分支41E和42E的响应，而实线示出在放大器43E的输出处的最后响应。因此，我们获得用约为4MHz数量级的较小过渡带ΔB得到的功率分布图以及在所有子带B1和B2上不含间断点的相位响应。

类似地，图9A示出在振幅方面的变换函数，而图9B示出在当在具有以下参数的0MHz至100MHz带上接收时可以获得的相位方面的变换函数，这次，其中Z1是电容并且Z2是电感：

Fc=28,9.10⁶

R=24,5

C=8,2.10^-11

L=9,246.10^-8

${Z1}_k=\frac{1}{\mathrm{jC}{\mathrm{\ω}}_k}$

Z2_k=jLω_k

Ω=2πFc

m=0,65

n=62

对于图9A的振幅响应，虚线示出两个分支41R和42R的响应，而实线示出在放大器43R输出处的最后响应。因此，我们获得与传输互补的振幅响应，并且相位响应仍保持在总的频率范围上连续。

根据发射和接收加权滤波器的这些实例，已对不同参数进行选择，使得如果部件没有全部被整合，那么这些部件都可以至少以极小的空间需求（例如，约1.6x0.8mm²或1.0x0.5mm²）植入，这些部件全部与当前的硬件约束条件相容。

通过考虑与传输信道相比可忽略的信号失真的条件，可以获得根据本发明的AFE系统的最佳功能。

因此，图10A和图10B示出在两个发射和接收加权滤波器串联连接时，在振幅（每分度10dB）和相位（每分度5弧度）方面的总体滤波的特征。

在图10A中看到，振幅响应是真正线性的，除了加权滤波器的滤波构件的过渡带中存在+/-2dB的轻微过振荡。对于OFDM信号和给定的信道劣化，此种失真可以被认为是微少的。

类似地，图10B所示的相位响应（实线）在整个负载带上保持渐进和连续的，除了在过渡带中，可以观察到在约150ns数量级（50ns/分度）的组传播时间中存在略微中断（用虚线示出），而对于传输系统来说，这仍然是无关紧要的。

因此，分别位于数字/模拟转换之后和数字/模拟转换之前的传输和接收中的所提加权滤波器是互补的。

5.3变体

为了进一步改进此系统，可以在IFFT之前，以数字模式对在某些OFDM信号载波上的传输执行预校正。因此，可以基本减小在局部强调的载波功率级中的过渡带宽度，所述载波位于传输中的加权滤波器的截止频率处，并且可以在不会因此显著减小信号-数字/模拟转换噪声比的情况下完成此操作，因为功率升高只在谱的极窄部分上完成。

还可以对总体加权响应的振幅的过振荡进行预校正。

Claims (13)

1.一种用于在装置中使用以传输和/或接收模拟信号的加权滤波器，

所述装置能够在预定的频带中传输和/或接收所述模拟信号，所述预定的频带由称为第一子带和第二子带的两个相邻子带形成，

其特征在于，所述加权滤波器包括：

第一分支（41），所述第一分支包括用于衰减所述模拟信号的构件；

第二分支（42），所述第二分支包括用于对所述模拟信号进行滤波的构件，所述滤波构件具有对应于所述第一子带或对应于所述第二子带的带宽；

用于将从所述第一分支和所述第二分支产生的信号组合起来的构件（43）。

2.根据权利要求1所述的加权滤波器，其特征在于，用于衰减的所述构件包括电阻衰减器。

3.根据权利要求1所述的加权滤波器，其特征在于，用于进行滤波的所述构件包括三个滤波单元，其中两个滤波单元是“M”类型单元，其中“恒K”类型单元位于这两个“M”类型单元之间。

4.根据权利要求1所述的加权滤波器，其特征在于，用于组合的所述构件包括差动放大器。

5.一种用于在预定的频带中传输模拟信号的装置，所述预定的频带由称为第一子带和第二子带的两个相邻子带形成，

其特征在于，所述装置包括根据权利要求1所述的加权滤波器（61）。

6.根据权利要求5所述的用于传输的装置，其特征在于，所述装置进一步包括：

用于在物理层处对要发送的数据进行数字处理（21）从而传送数字信号的模块；

用于对所述数字信号进行频率-时间转换（22）的模块；

用于在时域中对所述数字信号进行数字-模拟转换（23）从而传送所述模拟信号的模块；

用于放大（24）所述模拟信号并馈送给所述加权滤波器（61）的模块；

用于将所述加权滤波器（61）产生的所述模拟信号与电源网络耦接（26）的模块。

7.根据权利要求5所述的用于传输的装置，其特征在于，所述加权滤波器中用于滤波的构件包括三个滤波单元，其中两个滤波单元是“M”类型单元，其中“恒K”类型单元位于这两个“M”类型单元之间，

所述M单元各包括三个电感部件和一个电容部件，而所述恒K单元包括两个电感部件和一个电容部件，

所述恒K单元的所述电感部件中的每一者都设计成与所述M单元中一者的电感部件分成一组。

8.一种用于在预定的频带中接收模拟信号的装置，所述预定的频带由称为第一子带和第二子带的两个相邻子带形成，

其特征在于，所述装置包括根据权利要求1所述的加权滤波器（62）。

9.根据权利要求8所述的用于接收的装置，其特征在于，所述装置进一步包括：

用于耦接到提供以对所述模拟信号进行接收的电源网络（26）并且馈送给所述加权滤波器（62）的模块；

用于所述加权滤波器（62）产生的所述模拟信号的控制增益放大模块（28）；

用于对所述放大的模拟信号进行模拟/数字转换（29）从而传送数字信号的模块；

用于对所述数字信号进行时间-频率转换（22）的模块；

用于在物理层处在频域中对所述数字信号进行数字处理（21）从而能够对所发送数据进行重建的模块。

10.根据权利要求8所述的用于接收的装置，其特征在于，所述加权滤波器中用于滤波的构件包括三个滤波单元，其中两个滤波单元是“M”类型单元，其中“恒K”类型单元位于这两个“M”类型单元之间，

所述M类型单元各包括三个电容部件和一个电感部件，而所述恒K单元包括两个电容部件和一个电感部件，

所述恒K单元的所述电容部件中的每一者均设计成与所述M单元中一者的电容部件分成一组。

11.一种用于在预定的频带中传输模拟信号的方法，所述预定的频带由称为第一子带和第二子带的两个相邻子带形成，

其特征在于，所述方法包括对所述模拟信号进行加权滤波的步骤，所述步骤实施根据权利要求1所述的加权滤波器。

12.一种用于在预定的频带中接收模拟信号的方法，所述预定的频带由称为第一子带和第二子带的两个相邻子带形成，

其特征在于，所述方法包括对所述模拟信号进行加权滤波的步骤，所述步骤实施根据权利要求1所述的加权滤波器。

13.一种计算机程序，其包括指令，用以在处理器执行所述程序时实施根据权利要求11和12中任一权利要求所述的方法。

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