CN103477547A

CN103477547A - 用于pfc转换器的电力供给电路

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Publication number: CN103477547A
Application number: CN2012800196641A
Authority: CN
Inventors: Y.方; S.K.普拉德翰
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2011-04-22
Filing date: 2012-04-20
Publication date: 2013-12-25
Anticipated expiration: 2032-04-20
Also published as: CN103477547B; WO2012143906A3; US9379626B2; JP2014512794A; WO2012143906A2; EP2700153A2; US20140049175A1

Abstract

本发明公开了一种PFC转换器（100），其包括电压整流器电路（126,127,153）和电压调节器电路（81,90,33,54）。所述PFC转换器（100）还包括电感器（140），其具有耦合到电压整流器电路（126,127,153）和电压调节器电路（81,90,33,54）的多个辅助绕组（141,142）。其中一个辅助绕组（142）被设置成在起动阶段期间利用电压整流器电路（126,127,153）向电压调节器电路（81,90,33,54）提供起动电压（V1）。另一个辅助绕组（141）被设置成在稳态阶段期间利用电压整流器电路（126,127,153）向电压调节器电路（81,90,33,54）提供电压（V1）。

Description

用于PFC转换器的电力供给电路

技术领域

本发明涉及PFC转换器，更具体来说涉及用于降压-升压功率因数校正（PFC）转换器的内部电力供给电路。

背景技术

PFC转换器被利用来改进AC电力的功率因数。电力转换器的设计方面的一个重要考虑因素是电力转换器应当提供高功率因数。电力转换器的功率因数通常是指电路中的实际功率与电压和电流的乘积的比值。高功率因数是近似或超出0.9的功率因数，最大功率因数是1.0。例如在被供电的设备中，对于所输送的相同数量的实际功率，具有低功率因数的负载所吸取的电流多于具有高功率因数的负载。

固态PFC控制器也是已知的，并且被设计用于每一种主要的开关模式电力转换器拓扑：降压、升压以及降压-升压。一般来说，包括降压-升压电路的降压衍生电路会中断线路输入电流，而升压衍生电路则不会。

降压-升压电力转换器通常也是本领域内所公知的：降压（步降）转换器后面跟随着升压（步升）转换器。输出电压的极性与输入相同，并且可以低于或高于输入。这样的非反相降压-升压转换器可以使用单个电感器，其可以被既用作降压电感器又用作升压电感器。

这样的传统的降压-升压电力转换器包括内部电力供给电路，其通常由PFC电感器的辅助绕组、电荷泵电路和线性电压调节器构成。降压-升压PFC转换器中的这种内部电力供给电路的一个重要限制在于，电荷泵之后的电压包括高波纹电压，其频率为主输入频率的两倍。这一高波纹电压的后果在于其导致线性电压调节器具有高功率损耗，并从而导致成本效益较低。

需要一种能够避免现有技术电路的限制的功率因数校正电路。具体来说，需要一种用于降压-升压PFC转换器的内部电力供给电路，其能够消除或减少波纹电压，从而允许线性电压整流器之后的电压在稳态下与DC总线电压（降压-升压PFC转换器的输出）成线性。更小的或者被消除的电压波纹将改进线性电压调节器中的功率损耗因数，并且允许降压-升压PFC转换器具有更高的成本效益。

本发明解决了这样的需求。

发明内容

本发明提供了消除或减少存在于传统PFC转换器中的电压波纹的具有功率因数校正电路的电力转换器的各个方面。

本发明的一方面涉及一种降压-升压PFC转换器，其包括：具有绕组以及第一辅助绕组和第二辅助绕组的电感器；连接到第一和第二辅助绕组的峰值电压整流器；以及耦合到峰值电压整流器的电压调节器。

本发明的另一方面涉及包括电压整流器电路和电压调节器电路的PFC转换器。所述PFC转换器还包括电感器，其具有连接到电压整流器电路和电压调节器电路的多个辅助绕组。其中一个辅助绕组被设置成在起动阶段期间利用电压整流器电路向电压调节器电路供给起动电压。另一个辅助绕组被设置成在稳态阶段期间利用电压整流器电路向电压调节器电路供给电压。

本发明的另一方面涉及一种用于在具有降压晶体管、升压晶体管和电压调节器的降压-升压PFC转换器中实现功率因数校正的方法。所述方法包括以下步骤：当降压晶体管和升压晶体管都处于关断状态时，把电压调节器处的电压控制成与降压-升压PFC转换器的输出DC电压相比基本上成线性。所述方法还包括以下步骤：当降压晶体管和升压晶体管都处于接通状态时，控制电压调节器处的电压从而使得在起动阶段期间满足对应于降压-升压PFC转换器的阈值电压。

本发明的各个实施例的一个目的是改进PFC转换器的线性电压调节器中的功率损耗因数。

本发明的各个实施例的另一个目的是改进降压-升压PFC转换器的成本效益。

通过结合附图阅读后面对于本发明的各个实施例的详细描述，本发明的前述实施例和其他实施例以及本发明的各个特征和优点将更加显而易见。详细描述和附图仅仅说明而非限制本发明，本发明的范围由所附权利要求书及其等效表述限定。

附图说明

图1示出了传统的PFC电路配置。

图2示出了来自图1中所示的传统PFC电路配置的理论波形输出。

图3示出了根据本发明的PFC电路的一个示例性实施例。

图4示出了来自图3中所示的PFC电路配置的理论波形输出。

具体实施方式

后面的描述是实施本发明的最佳设想模式。给出这一描述的目的是为了说明本发明的一般性原理，并且不应当被理解成做出限制。本发明的范围是参照所附权利要求书来最佳地确定的。

图1示出了典型的级联降压升压功率因数校正（PFC）电路10，其包括与升压拓扑级联的传统降压转换器。在这种拓扑中，输出电压可以低于或高于峰值输入电压。取决于输入电压，占空比相应地发生变化。因此当输出电压小于输入电压时，所述电路作为降压转换器操作，并且当输出电压大于输入电压时，所述电路作为升压转换器操作。

电路10包括电磁干扰（EMI）滤波器3、桥接二极管（21-24）、降压MOSFET 30、PFC电感器40、升压MOSFET 31、电阻器83、电容器50和51、二极管25和28以及PFC控制器60。MOSFET 30和31由PFC控制器60控制，并且被控制成同时接通/关断。MOSFET 30通过驱动电路70被驱动。

图1中的电路10还包括PFC电感器40的辅助绕组41、电阻器80、电荷泵电路（电容器52和53以及二极管26、27）以及线性电压调节器（电阻器81、齐纳二极管90、晶体管33和电容器55）。

在操作中，当电压被施加到输入端子1和2时，电流通过电阻器82对电容器54充电。当Vdd处的电压（即电容器54的电压）达到起动阈值时，PFC控制器60就开始振荡并且驱动MOSFET 30和31。电路10于是在Vdd处的电压下降到PFC控制器60的停止阈值电压以下之前开始提供足够高的电压。

由于电路10具有处于线性电压调节器前方的电荷泵电路，因此V1处的电压（电荷泵电路的输出）与PFC电感器40的辅助绕组41的峰值-峰值电压成线性。当MOSFET 30和31接通时（即激活模式或导通模式），辅助绕组41的电压具有负极性（二极管26接通（正向偏置））。负电压等于输入电压除以电感器40匝数比，例如n=N(电感器40)/N(辅助绕组41)，

Vin=480√2|sin(2πft)|（例如当Vin=480V输入AC并且f=60Hz时）。

当MOSFET 30和31关断（不导通模式）时，辅助绕组41的电压具有正极性。

。

电荷泵电路的输出（V1）等于：

V1=Vn+Vp=1/n{Vbus+480√2|sin(2πft)|}。

在图2中示出了理论波形。在图2中，x轴是时间，并且y轴是V1处的电压输出。

在输入电压过零处，Vin=0，于是Vn=0，

在输入峰值处，Vin=679V，于是

，V1max=Vp+Vn=(679/n+Vbus/n)

因此波纹电压将是ΔV1=V1max-V1min，

。

如果晶体管33上的最小电压降是VQ3min，则V1处的最小电压是VQ3min+Vdd。例如如果Vdd=16V、VQ3min=4V，则V1min=16V+4V=20V，正如图2中所示出的那样。于是匝数比n将是23（在该例中，Vbus=460，n=Bus/V1min）。最大电压将是50V，(679+460)/23=49.5V，并且V1处的所计算的平均电压是39V。

晶体管33的集电极和发射极两端的平均电压是VceQ3=39-16=23V。如果我们假设对应于PFC控制器60和驱动电路70的总电流是20mA，则晶体管33中的功率损耗是P(晶体管33)=20mA*23V=0.46W。应当提到的是，由于晶体管33向控制器60和驱动电路提供电流（电阻器82中的电流非常小仅用于起动），因此晶体管33中的电流与PFC控制器60和驱动电路70的总电流相同（即20mA）。

本领域技术人员将会理解的是，这一功率损耗数量对于晶体管来说被认为是较高的。

图3示出了根据本发明的各个方面的降压-升压PFC转换器100的一个示例性实施例。图3中的转换器100具有与图1中所示的相同的各个元件。对于这些元件将不会再次详细讨论。

但是正如后面详细讨论的那样，转换器100的不同方面包括内部电力供给装置的元件和配置。所述内部电力供给装置包括电感器140的辅助绕组141和142、峰值电压整流器（二极管126和127以及电容器153）以及电压调节器（电阻器81、齐纳二极管90、晶体管33和电容器54）。

如图3中所示，本发明的一个实施例包括辅助绕组141和142以及峰值电压整流器的配置。具体来说，电感器140包括第二辅助绕组（142），其一个端子连接到辅助绕组141的一个端子。二极管126和127的阳极端子连接到辅助绕组141和142的对应的另一个端子，并且二极管126和127的阴极端子连接到晶体管33和电容器153的非控制（即非基极或栅极）端子。在图3的实施例中，晶体管33的非控制端子是集电极端子。

本领域技术人员应当理解的是，虽然在图3的实施例中示出了各种具体类型的组件，但是也可以使用其他类型的组件。举例来说，虽然MOSFET 30和31被显示为N沟道增强模式MOSFET，但是其他类型的晶体管也可以是适用的。还应当理解的是，降压-升压PFC转换器100可以被用来为各种类型的被供电设备供给电力，比如固态LED、其他类型的照明系统和电子装备。本发明的各个实施例和方面还可以被使用在高输入开关模式电力供给装置、LED驱动器和HID灯驱动器中。还应当理解的是，各个实施例还可以与其他类型的开关模式电力转换器拓扑（例如降压和升压）一起使用。

在操作中，当MOSFET 30和31关断时，电感器140上的电压使得二极管127接通（正向偏置）并且使得二极管126关断（反向偏置）。其结果是，V1处的电压与输出电压DC总线（VBUS）电压成线性。

如果电感器140与辅助绕组141的匝数比是：n1=N(电感器140)/N(辅助绕组141)，则来自二极管127的正电压是：

。

由于二极管127和电容器153充当峰值电压整流器并且Vbus在稳态期间几乎是恒定值，因此来自二极管127的V1处的电压是：

。

当降压-升压PFC转换器100工作在稳态下时，所述峰值电压整流器（其由二极管127和电容器153构成）形成针对降压-升压PFC转换器100的内部电力供给装置的改进设计。

例如如果Vbus=460V、n1=23，则V1=20V。此外，与结合图1对于电路10所讨论的先前实例中一样，Vdd=16V，并且假设对应于PFC控制器60和驱动电路70的总电流是20mA。晶体管33的集电极和发射极两端的平均电压是Vce=V1-Vdd=(20-16)=4V。功率损耗是：

P(晶体管33)=Vce*20mA=0.08W。

把该功率损耗与传统电路10中的功率损耗相比较，可以看到其被显著减小。

但是前面利用峰值电压整流器（二极管127和电容器153）所描述的降压-升压PFC转换器100的缺点在于，在通电过程期间，在建立Vbus之前，V1处的电压将较低。V1处的该较低电压可能导致降压-升压PFC转换器难以起动。为了解决该问题，添加二极管126和第二辅助绕组142，正如图3中所示出的那样。二极管126和第二辅助绕组142被配置成控制晶体管33的集电极处的电压（V1），从而使得在起动时满足PFC控制单元的起动阈值电压。

如果电感器140与第二辅助绕组142的匝数比是：n2=N(电感器140)/N(辅助绕组142)，则当MOSFET 30和31接通（激活模式）、二极管126接通（正向偏置）、二极管127关断（反向偏置）时，来自二极管126的V1处的电压是：

。

例如如果我们再次假设n1=23并且n2=20，考虑最低输入电压，在图4中示出了起动过程和稳态期间的V1处的电压波形。在图4中，x轴是时间，并且y轴是图3的V1处的电压输出。如图4中所示，V1处的电压波形在大约0.04秒之后不久达到稳态，在这一时间之前其处于起动阶段。基于这一点，可以看到整个循环内的平均电压是25.5V，晶体管33两端的电压是VceQ3=(25.5-16)=9.5V。在图3中，这导致晶体管33中的功率损耗是9.5x20mA=0.19W。

与图1中的传统电路10相比，图3中的晶体管33中的功率损耗被降低到小于图1的电荷泵电路（电容器52和53以及二极管26、27）中的功率损耗的一半。

总而言之，如前所述，与传统的降压-升压PFC转换器相比，本发明的对应于降压-升压PFC转换器的实施例降低了功率损耗、提高了效率并且/或者成本效益更高。

参照图3-4，本领域技术人员将认识到本发明的许多优点，其中包括（但不限于）开关模式电力供给装置的改进的降压-升压PFC转换器。此外，基于图3中所示的示例性降压-升压PFC转换器，本领域技术人员还将认识到如何把本发明的创造性原理应用于根据本发明的其他形式的开关模式电力供给装置。

虽然这里所公开的本发明的实施例当前被认为是优选的，但是在不背离本发明的精神和范围的情况下可以做出各种改变和修改。在所附权利要求书中表明了本发明的范围，并且落在其等效表述的含义和范围内的所有改变都意图被涵盖在其中。

Claims

1.一种PFC转换器（100），其包括：

具有绕组以及第一辅助绕组（141）和第二辅助绕组（142）的电感器（140）；

耦合到第一和第二辅助绕组（141,142）的电压整流器（126,127,153）；以及

耦合到电压整流器的电压调节器（81,90,33,54）。

2.根据权利要求1的PFC转换器（100），

其中，第一和第二辅助绕组（141,142）当中的每一个的第一端子连接；并且

其中，所述电压整流器（126,127,153）包括：

电容器（153）；以及

第一和第二二极管（126,127），第一和第二二极管（126,127）当中的每一个的对应的第一连接点连接到第一和第二辅助绕组（141,142）的对应的第二端子，第一和第二二极管（126,127）当中的每一个的第二连接点连接到电容器（154）和电压调节器（81,90,33,54）。

3.根据权利要求2的PFC转换器（100），其中，所述第一连接点是第一和第二二极管（126,127）当中的每一个的阳极，并且所述第二连接点是第一和第二二极管（126,127）的阴极。

4.根据权利要求2的PFC转换器（100），其中，所述电压调节器（81,90,33,54）包括晶体管（33），所述晶体管（33）的非控制端子耦合到第一和第二二极管（126,127）当中的每一个的第一连接点和电容器（153）。

5.根据权利要求4的PFC转换器（100），其还包括耦合到电压调节器（81,90,33,54）的PFC控制单元（60），其中第一或第二二极管（126,127）的其中之一以及第一或第二辅助绕组（142）的其中之一被配置成控制所述非控制端子处的电压（V1），从而使得在起动时满足PFC控制单元的起动阈值电压。

6.根据权利要求1的PFC转换器（100），其中，所述PFC转换器（100）是降压-升压PFC转换器（100）。

7.权利要求6的PFC转换器（100），其中，所述降压-升压PFC转换器（100）还包括耦合到AC输入电压信号线的整流器桥（21-24）。

8.权利要求7的PFC转换器（100），其中，所述降压-升压PFC转换器（100）耦合到照明系统。

9.权利要求8的PFC转换器（100），其中，所述照明系统包括固态照明组件。

10.一种用于在具有降压晶体管（30）、升压晶体管（31）和电压调节器（81,90,33,54）的降压-升压PFC转换器（100）中实现功率因数校正的方法，所述方法包括以下步骤：

当降压晶体管（30）和升压晶体管（31）都处于关断状态时，把电压调节器（81,90,33,54）处的电压（V1）控制成与降压-升压PFC转换器（100）的输出DC电压相比基本上成线性；以及

当降压晶体管（30）和升压晶体管（31）都处于接通状态时，控制电压调节器（81,90,33,54）处的电压（V1）从而使得在起动阶段期间满足对应于降压-升压PFC转换器的阈值电压。

11.一种PFC转换器（100），其包括：

电压整流器电路（126,127,153）；

电压调节器电路（81,90,33,54）；以及

具有耦合到电压整流器电路（126,127,153）和电压调节器电路（81,90,33,54）的多个辅助绕组（141,142）的电感器（140），其中所述多个辅助绕组的其中之一（142）被设置成在起动阶段期间利用电压整流器电路（126,153）向电压调节器电路（81,90,33,54）提供起动电压（V1）。

12.根据权利要求11的PFC转换器（100），其中，所述PFC转换器（100）是降压-升压PFC转换器（100）。

13.根据权利要求12的PFC转换器（100），其中，所述多个辅助绕组当中的另一个（141）被设置成在稳态阶段期间利用电压整流器电路（127,153）向电压调节器电路（81,90,33,54）提供电压（V1）。

14.根据权利要求13的PFC转换器（100），其中，所述电压与PFC转换器（100）的输出DC电压相比基本上成线性。

15.根据权利要求11的PFC转换器（100），其中，所述PFC转换器耦合到照明系统。

16.根据权利要求15的PFC转换器（100），其中，所述照明系统包括固态照明组件。