CN103441738A - 多模射频功率放大器电路及其电流偏置方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种多模射频功率放大器电路，该射频功率放大器电路包括：放大模块，该放大模块包括多个并联工作的晶体管；偏置电路模块，与所述放大模块连接，用于向所述放大模块输入偏置电流；以及参考电流源模块，与所述偏置电路模块连接，用于分别针对所述多模射频功率放大器电路的多种工作模式向所述偏置电路模块直接输入相应的参考电流。相应地，本发明还提供了一种适用于多模射频功率放大器电路的电流偏置方法。本发明直接向偏置电路模块提供参考电流，无需像传统方式那样通过参考电阻将参考电压转化为参考电流，从而可以有效地克服CMOS控制模块批量生产时工艺不一致性给放大模块静态工作电流的设置所带来的局限性。

Description

多模射频功率放大器电路及其电流偏置方法

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种多模射频功率放大器电路及其电流偏置方法。

背景技术

射频功率放大器电路是移动终端的重要组成部分之一。请参考图1(a)，图1(a)是现有技术中常见的射频功率放大器电路的结构示意图。如图所示，所述射频功率放大器电路包括放大模块100、偏置电路模块200以及CMOS控制模块300。其中，放大模块100用于对输入的射频信号进行放大，偏置电路模块200用于为放大模块100提供偏置以保证其正常工作，CMOS控制模块300用于为偏置电路模块200提供参考电压。

具体地，CMOS控制模块300产生一个参考电压并将该参考电压提供给偏置电路模块200，偏置电路模块200通过其内部的参考电阻将该参考电压转化为参考电流，该参考电流确定了偏置电路模块200所产生的偏置电流，偏置电路模块200将该偏置电流提供给放大模块100，从而确定了放大模块100的静态工作电流。也就是说，参考电流确定了放大模块100的静态工作电流。

目前，CMOS控制模块300在量产过程中存在不可避免的工艺不一致性问题，即不同的CMOS控制模块300向偏置电路模块200所提供的参考电压通常是不相同的，而是分布在一个范围之内的，即使是同一批次出产的CMOS控制模块300亦是如此。很显然地，CMOS控制模块300的工艺不一致性会影响参考电流的精度，从而影响放大模块100的静态工作电流的精度，进而影响射频功率放大器电路的正常工作。对于工作在单一模式下的射频功率放大器电路，在电路设计时可以通过选择合适的参考电压以及参考电阻以钝化上述影响从而保证射频功率放大器电路的正常工作。但对于工作在多种模式下的射频功率放大器电路（即多模射频功率放大器电路），由于参考电阻的设计值是固定的，因此不同工作模式下CMOS控制模块300需要提供不同的参考电压，在这种情况下，CMOS控制模块300的工艺不一致性可能会导致某些工作模式下射频功率放大器电路无法正常偏置乃至失效，从而影响射频功率放大器电路的产品良率。

下面，以现有技术中一个典型的射频功率放大器电路为例，说明CMOS控制模块300的工艺不一致性对放大模块100的静态工作电流的影响、以及进而对工作在多种模式下的射频功率放大器电路的影响。

具体地，请参考图1(b)，图1(b)是现有技术中一个典型的射频功率放大器电路的结构示意图，其中，放大模块100的静态工作电流与参考电流之间满足线性比例关系。如图所示，放大模块100包括n个晶体管。CMOS控制模块300向偏置电路模块200提供参考电压V_ref，该参考电压V_ref经过偏置电路模块200内部的参考电阻R_ref转化为参考电流I_ref。从图中射频功率放大器电路的具体结构可知，偏置电流I_bias近似等于参考电流I_ref的n倍，即I_bias≈n×I_ref。此处，放大模块100中的晶体管是砷化镓异质结双极晶体管（GaAs HBT），通过晶体管特征可以得到放大模块100的静态工作电流I_cq与偏置电流I_bias之间的关系为I_cq=β×I_bias。因此，可以得到静态工作电流I_cq、偏置电流I_bias以及参考电流I_ref之间的关系如下：

I_cq=β×I_bias=β×n×I_ref   (1)

其中，β是晶体管共射电流放大系数。

考虑到电阻R_b1上的基极电流很小，其上的电压可以忽略，则有

$I_{\mathrm{ref}}\≈\frac{V_{\mathrm{ref}}-(V_{\mathrm{be}1}+V_{\mathrm{be}2})}{R_{\mathrm{ref}}}\≈\frac{V_{\mathrm{ref}}-2.5}{R_{\mathrm{ref}}}---\left(2\right)$

其中，砷化镓异质结双极晶体管的开启电压约为1.25V，因此（V_be1+V_be2）约为2.5V。

定义由CMOS控制模块300工艺不一致性所带来的相对误差为e，其可以表示为：

$e=\frac{\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{ref}}}{V_{\mathrm{ref}}}---\left(3\right)$

其中，对于同一批次中的CMOS控制模块300，V_ref的取值通常以该批次中所有CMOS控制模块300的参考电压的中值为基准，ΔV_ref则表示该批次中CMOS控制模块300的参考电压与该基准之间的偏差。

在不同工作模式之间切换时，CMOS控制模块300输出的参考电压V_ref相应改变，每种工作模式下参考电压V_ref的相对误差为e，则由CMOS控制模块300工艺不一致性所导致的放大模块100的静态工作电流I_cq、偏置电路模块200的偏置电流I_bias、以及参考电压V_ref经转化后得到的参考电流I_ref的相对误差之间满足下式：

$\frac{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{cq}}}{I_{\mathrm{cq}}}=\frac{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{bias}}}{I_{\mathrm{bias}}}=\frac{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{ref}}}{I_{\mathrm{ref}}}=\frac{{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{ref}}/R_{\mathrm{ref}}}{\frac{V_{\mathrm{ref}}-2.5}{R_{\mathrm{ref}}}}=e\×\frac{V_{\mathrm{ref}}}{V_{\mathrm{ref}}-2.5}---\left(4\right)$

由式(4)可知，当参考电阻R_ref将参考电压V_ref转化为参考电流I_ref时，参考电流I_ref的相对误差不再等于参考电压V_ref的相对误差e，而是大于该相对误差e了。由于放大模块100的静态工作电流I_cq与参考电流I_ref之间满足线性比例关系，因此，静态工作电流I_cq的相对误差也大于e。也就是说，参考电压V_ref转化为参考电流I_ref的过程将CMOS控制模块300工艺不一致性所带来的影响放大了。如果希望使静态工作电流I_cq的相对误差尽可能地小，需要提高参考电压V_ref的值，但是由于参考电压V_ref的值受到移动终端电池供电范围的客观限制，因此不能无限制地提高。

下面，以具体数值对参考电压V_ref和参考电流I_ref的相对误差以及静态工作电流I_cq的相对误差之间的关系进行说明。其中，鉴于目前市场上的移动终端的电池供电范围在3.2V至4.2V之间，因此，通常情况下CMOS控制模块300所提供的参考电压V_ref的取值一般不超过3V，此处，对参考电压V_ref的取值分别为2.6、2.7、2.8、2.9以及3。

当e=1%时，参考电流I_ref的相对误差与参考电压V_ref之间的关系如下：

Vref(V)	2.6	2.7	2.8	2.9	3
						ΔIref/Iref	26%	13.5%	9.33%	7.25%	6%
ΔIcq/Icq	26%	13.5%	9.33%	7.25%	6%

当e=2%时，参考电流I_ref的相对误差与参考电压V_ref之间的关系如下：

Vref(V)

2.6

2.7

2.8

2.9

3

ΔIref/Iref	52%	27%	18.7%	14.5%	12%
						ΔIcq/Icq	52%	27%	18.7%	14.5%	12%

当e=3%时，参考电流I_ref的相对误差与参考电压V_ref之间的关系如下：

Vref(V)	2.6	2.7	2.8	2.9	3
						ΔIref/Iref	78%	40.5%	28%	21.75%	18%
ΔIcq/Icq	78%	40.5%	28%	21.75%	18%

从上述数值可以看出，在将参考电压V_ref转化为参考电流I_ref的过程中，现有的偏置方式可能将CMOS控制模块300工艺不一致性所带来的相对误差放大数十倍，进而导致静态工作电流I_cq的相对误差也被放大。这种误差放大能力会导致偏置电路模块200抗电压波动的能力极差，尤其是当放大模块100工作在低静态电流模式时，还可能会导致放大模块100不能正常工作，进而导致射频功率放大器电路不能正常工作。

上述分析是针对于静态工作电流与参考电流之间满足线性比例关系的射频功率放大器电路的。采用同样的方法对现有技术中静态工作电流与参考电流之间不满足线性比例关系的射频功率放大器电路进行分析，可以得到相似的结论。

具体地，请参考图1(c)，图1(c)是现有技术中另一个典型的射频功率放大器电路的结构示意图，其中，放大模块100的静态工作电流与参考电流之间不满足线性比例关系。根据对图1(c)中射频功率放大器电路的具体结构的分析可知，放大模块100的静态工作电流I_cq的相对误差如下：

$\frac{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{cq}}}{I_{\mathrm{cq}}}\≥\frac{5\×V_{\mathrm{ref}}\×e}{6\×(V_{\mathrm{ref}}-2.5)}---\left(5\right)$

从式(5)可知，现有的偏置方式同样可能将CMOS控制模块工艺不一致性所带来的相对误差进行放大，放大模块100的静态工作电流I_cq的相对误差被放大，从而导致放大模块100不能正常工作，进而导致射频功率放大器电路不能正常工作。

随着第四代移动通信时代的来临，移动终端采用多模射频功率放大器电路将是主流趋势，由上述分析可知，现有的由CMOS控制模块提供参考电压的偏置方法对于多模射频功率放大器电路的局限性太大。因此，希望提出一种可以解决上述问题的多模射频功率放大器电路及其偏置方法。

发明内容

为了克服现有技术中的上述缺陷，本发明提供了一种多模射频功率放大器电路，该射频功率放大器电路包括：

放大模块，该放大模块包括多个并联工作的晶体管；

偏置电路模块，与所述放大模块连接，用于向所述放大模块输入偏置电流；以及

参考电流源模块，与所述偏置电路模块连接，用于分别针对所述多模射频功率放大器电路的多种工作模式向所述偏置电路模块直接输入相应的参考电流。

相应地，本发明还提供了一种适用于多模射频功率放大器电路的电流偏置方法，所述多模射频功率放大器电路包括放大模块和偏置电路模块，其中，所述放大模块包括多个并联工作的晶体管，所述偏置电路模块与所述放大模块连接，用于向所述放大模块输入偏置电流，该电流偏置方法包括：

针对所述多模射频功率放大器电路的多种工作模式向所述偏置电路模块直接输入相应的参考电流。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明直接向偏置电路模块提供参考电流，而无需像现有方法一样通过参考电阻将参考电压转化为参考电流，因此，可以避免将CMOS控制模块量产时工艺不一致性所带来的影响放大的过程，从而有效地克服了CMOS控制模块工艺不一致性给放大模块静态工作电流的设置所带来的局限性，保证了多模射频功率放大器电路的正常工作。此外，由于无需对多模射频功率放大器电路中的放大模块以及偏置电路模块的结构进行改进，只需将现有的CMOS控制模块由提供参考电压改为提供参考电流，而这种调整对于CMOS控制模块来说简单可行，因此，本发明易于实施。

附图说明

通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1(a)是现有技术中常见的射频功率放大器电路的结构示意图；

图1(b)是现有技术中一个典型的射频功率放大器电路的结构示意图；

图1(c)是现有技术中另一个典型的射频功率放大器电路的结构示意图；

图2(a)是根据本发明的多模射频功率放大器电路的结构示意图；

图2(b)是根据本发明的一个优选实施例的多模射频功率放大器电路的结构示意图；

图2(c)是根据本发明的另一个优选实施例的多模射频功率放大器电路的结构示意图；以及

图3是根据本发明的适用于多模射频功率放大器电路的电流偏置方法流程图。

附图中相同或相似的附图标记代表相同或相似的部件。

具体实施方式

为了更好地理解和阐释本发明，下面将结合附图对本发明作进一步的详细描述。

本发明提供了一种多模射频功率放大器电路。请参考图2(a)，图2(a)是根据本发明的多模射频功率放大器电路的结构示意图。如图所示，所述多模射频功率放大器电路包括：

放大模块10，该放大模块10包括多个并联工作的晶体管；

偏置电路模块20，与所述放大模块10连接，用于向所述放大模块10输入偏置电流；以及

参考电流源模块30，与所述偏置电路模块20连接，用于分别针对所述多模射频功率放大器电路的多种工作模式向所述偏置电路模块20直接输入相应的参考电流。

下面，对上述模块的工作过程进行详细说明。

具体地，参考电流源模块30与偏置电路模块20的一端连接。多模射频功率放大器电路根据用户的需求或者环境的情况在不同工作模式下进行切换，参考电流源模块30针对于多模射频功率放大器电路的工作模式生成相应的参考电流，即，不同的工作模式对应不同大小的参考电流。在本实施例中，所述多模射频功率放大器电路应用于移动终端，所述工作模式包括GSM、CDMA、WCDMA以及TD-SCDMA。参考电流源模块30将该参考电流提供给偏置电路模块20。优选地，参考电流源模块30采用CMOS工艺，可以通过对现有的输出参考电压的CMOS控制模块进行改进令其输出参考电流而得到。

偏置电路模块20根据参考电流确定偏置电流。偏置电路模块20的另一端与所述放大模块10连接，将偏置电流提供给放大模块10，对其进行偏置。该偏置电流用于确定放大模块10的静态工作电流，以此保证放大模块10的正常工作。

放大模块10包括多个并联工作的晶体管。在一个优选实施例中，所述晶体管是砷化镓异质结双极晶体管。在其他实施例中，所述晶体管还可以采用其他适合的半导体工艺，例如InGaP HBT工艺、SiGe工艺、SiN工艺、SOI工艺等，为了简明起见，在此不再一一列举。

本发明所提供的多模射频功率放大器电路与现有技术中的多模射频功率放大器电路的区别在于：现有技术是通过CMOS控制模块向偏置电路模块直接提供参考电压，该参考电压通过偏置电路模块的参考电阻转化为参考电流，而本发明是通过参考电流源模块向偏置电路模块直接提供参考电流。相对于现有技术中的由CMOS控制模块提供参考电压、并通过偏置电路模块的参考电阻将该参考电压转化为参考电流的方法，本发明直接将参考电流提供给偏置电路模块，省却了上述转化过程，从而避免了对CMOS控制模块工艺不一致性所带来的影响进行放大的过程。

下面，以一个具体实施例对本发明所提供的多模射频功率放大器电路进行说明。请参考图2(b)，图2(b)是根据本发明一个优选实施例的多模射频功率放大器电路的结构示意图，其中，放大模块10的静态工作电流I_cq与参考电流I_ref之间满足线性比例关系。

首先对图2(b)中的多模射频功率放大器电路的具体结构进行描述。具体地，如图所示，放大模块10包括n个晶体管，其中，所述晶体管是砷化镓异质结双极晶体管（GaAs HBT）。该放大模块10的n个晶体管的基极、集电极以及发射极分别连接在一起，其中，n个晶体管的基极连接在一起并与电容C串联后做作为放大模块10的输入端RF_IN，n个晶体管的集电极连接在一起作为放大模块10的输出端RF_OUT，n个晶体管的发射极连接在一起后接地。为该放大模块10提供控制电压的电压源V_CC通过射频扼流电感L与该n个晶体管的集电极的连接节点相连。放大模块10的静态工作电流I_cq为由电压源V_CC流经射频扼流电感L而流入该n个晶体管的集电极连接节点的电流。

偏置电路模块20由两个三极管和三个电阻构成。其中，三极管采用的是砷化镓异质结双极晶体管工艺。如图所示，为偏置电路模块20提供控制电压的电压源V_{CC_biasing}与三极管HBT₂₁的集电极连接，三极管HBT₂₁的基极与三极管HBT₂₂的集电极连接，三极管HBT₂₁的发射极通过电阻R_b2与放大模块10中n个晶体管的基极连接节点相连。三极管HBT₂₂的基极通过电阻R_b1与三极管HBT₂₁的发射极连接，三极管HBT₂₂的发射极与地连接。参考电阻R_ref的一端和三极管HBT₂₁基极与三极管HBT₂₂集电极的连接节点相连，另一端与参考电流模块30连接。其中，电阻R_b1阻值是电阻R_b2阻值的n倍。偏置电路模块20的偏置电流I_bias为由电电压源V_{CC_biasing}流入三极管HBT₂₁集电极的电流。

参考电流源模块30与偏置电路模块20具有参考电阻R_ref的一端连接，针对放大模块10的工作模式生向偏置电路模块直接输入相应的参考电流I_ref。

从图中多模射频功率放大器电路的具体结构可以得出，偏置电流I_bias近似等于参考电流I_ref的n倍，即I_bias≈n×I_ref。放大模块10的静态工作电流I_cq与偏置电流I_bias之间的关系为I_cq=β×I_bias，其中，β是晶体管共射电流放大系数。因此，可以得到静态工作电流I_cq、偏置电流I_bias以及参考电流I_ref之间的关系如下：

I_cq=β×I_bias=β×n×I_ref   (6)

在本实施例中，参考电流源模块30仍采用CMOS工艺（也就是将现有的CMOS控制模块由输出参考电压调整为输出参考电流），在此定义由该参考电流源模块30工艺不一致性所带来的参考电流的相对误差为e，其可以表示为：

$e=\frac{\mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{ref}}}{I_{\mathrm{ref}}}---\left(7\right)$

其中，对于同一批次中的参考电流源模块30，I_ref的取值通常以该批次中所有参考电流源模块30的参考电流的中值为基准，ΔI_ref则表示该批次中参考电流源模块30的参考电流与该基准之间的偏差。假设相对误差为e的最大值为e_max，即e≤e_max。

在不同工作模式之间切换时，参考电流源模块30输出的参考电流I_ref相应改变，每种工作模式下参考电流I_ref的最大相对误差大致为e_max，则由参考电流源模块30工艺不一致性所导致的放大模块10的静态工作电流I_cq、偏置电路模块20的偏置电流I_bias、以及参考电流I_ref的相对误差满足下式：

$\frac{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{cq}}}{I_{\mathrm{cq}}}=\frac{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{bias}}}{I_{\mathrm{bias}}}=\frac{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{ref}}}{I_{\mathrm{ref}}}=e\≤e_{\max }---\left(8\right)$

通过式(8)可以看出，采用本发明所提供的多模射频功率放大器电路，由参考电流源模块30工艺不一致性所带来的放大模块10的静态工作电流I_bias的相对误差最大为e_max，等于参考电流I_ref的最大相对误差e_max，而不会像现有方式那样被放大。如此一来，省却了通过参考电阻R_ref将参考电压V_ref转化成参考电流I_ref这个能够放大参考电流源模块30工艺误差的中间环节，相应地也就无需像现有方式一样通过提高参考电压V_ref高来保证偏置电流的精度，而是直接锁定偏置电流的精度为参考电流源模块30的工艺精度，从而可以有效地避开移动终端电池供电范围对提高参考电压V_ref的客观限制。

对于本发明所提供的多模射频功率放大器电路，如果其静态工作电流与参考电流之间不满足线性比例关系，仍可以得到相同的结论，即，静态工作电流的相对误差只与参考电流源模块30的工艺精度有关，而与偏置模式的静态电流大小没有直接关系。对于静态工作电流与参考电流之间不满足线性比例关系的典型的多模射频功率放大器电路，请参考图2(c)，图2(c)是根据本发明另一个优选实施例的多模射频功率放大器电路的结构示意图，其中，放大模块10的静态工作电流I_cq与参考电流I_ref之间不满足线性比例关系。为了简明起见，在此不再对图2(c)中所示的电路进行具体分析。

相应地，本发明还提供了一种适用于多模射频功率放大器电路的电流偏置方法，所述多模射频功率放大器电路包括放大模块和偏置电路模块，其中，所述放大模块包括多个并联工作的晶体管，所述偏置电路模块与所述放大模块连接，用于向所述放大模块输入偏置电流，该电流偏置方法包括：针对所述多模射频功率放大器电路的多种工作模式向所述偏置电路模块直接输入相应的参考电流。下面，将结合图2(a)至2(c)对本发明所提供的适用于多模射频功率放大器电路的电流偏置方法进行说明。

具体地，在本实施例中，所述多模射频功率放大器电路应用于移动终端。如图2(a)所示，所述多模射频功率放大器电路包括放大模块10和偏置电路模块20，其中，放大模块10包括多个并联工作的晶体管。在一个优选实施例中，所述晶体管采用砷化镓异质结双极晶体管工艺。在其他实施例中，所述晶体管还可以采用其他适合的半导体工艺，例如InGaP HBT工艺、SiGe工艺、SiN工艺、SOI工艺等，为了简明起见，在此不再一一列举。

偏置电路模块20的一端与放大模块10连接，为放大模块10提供偏置。在本实施例中，偏置电路模块20为放大模块10提供偏置电流，该偏置电流用于确定放大模块10的静态工作电流，以此保证放大模块10的正常工作。

所述多模射频功率放大器电路根据用户的需求或者环境的情况在不同工作模式下进行切换，其中，所述工作模式包括GSM、CDMA、WCDMA以及TD-SCDMA。针对于多模射频功率放大器电路的工作模式，向偏置电路模块20直接输入相应的参考电流，即，不同的工作模式对应不同大小的参考电流。参考电流确定了偏置电路模块20输出的偏置电流。在一个优选实施例中，如图中所示，由参考电流源模块30提供参考电流，其中，参考电流源模块30采用CMOS工艺，可以是通过对现有的输出参考电压的CMOS控制模块进行改进令其输出参考电流而得到。

下面，以一个具体的多模射频功率放大器电路对本发明所提供的电流偏置方法进行说明。请参考图2(b)，其中，图2(b)中的多模射频功率放大器电路中的放大模块的静态工作电流与参考电流之间满足线性比例关系。由于图2(b)所示的多模射频功率放大器电路的具体结构在前文中已经进行了描述，因此为了简明起见，在此不再赘述。通常参考电流源模块30在量产中存在工艺不一致性，也就是说，即使是同一批次的参考电流源模块30输出的参考电流也是不一样的，而是分布在一个范围内的。因此，参考电流源模块30的工艺不一致性会导致输出的参考电流产生相对误差。在此，定义由该参考电流源模块30工艺不一致性所带来的参考电流的相对误差为e，其可以表示为：

$e=\frac{\mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{ref}}}{I_{\mathrm{ref}}}---\left(9\right)$

其中，对于同一批次中的参考电流源模块30，I_ref的取值通常以该批次中所有参考电流源模块30的参考电流的中值为基准，ΔI_ref则表示该批次中参考电流源模块30的参考电流与该基准之间的偏差。假设相对误差为e的最大值为e_max，即e≤e_max。

根据前文对图2(b)所示的多模射频功率放大器电路的分析可知，放大模块10的静态工作电流I_cq、偏置电路模块20的偏置电流I_bias、以及参考电流I_ref满足线性比例关系，因此其三者的相对误差满足下式：

$\frac{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{cq}}}{I_{\mathrm{cq}}}=\frac{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{bias}}}{I_{\mathrm{bias}}}=\frac{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{ref}}}{I_{\mathrm{ref}}}=e\≤e_{\max }---\left(10\right)$

通过式(10)可以看出，采用本发明所提供的电流偏置方法，可以使得放大模块10的静态工作电流I_bias的相对误差最大为e_max，即等于参考电流I_ref的最大相对误差e_max，而不会像现有方式那样被放大。由于直接输入参考电流I_ref，因此省却了通过参考电阻R_ref将参考电压V_ref转化成参考电流I_ref这个能够放大参考电流源模块30工艺误差的中间环节，相应地也就无需像现有方式一样通过提高参考电压V_ref高来保证偏置电流的精度，而是直接锁定偏置电流的精度为参考电流源模块30的工艺精度，从而可以有效地避开移动终端电池供电范围对提高参考电压V_ref的客观限制。

对于静态工作电流与参考电流之间不满足线性比例关系的多模射频功率放大器电路，如图2(c)所示的多模射频功率放大器电路，本发明所提供的电流偏置方法仍然适用，即，静态工作电流的相对误差只与提供参考电流的参考电流源模块30的工艺精度有关。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明直接向偏置电路模块提供参考电流，而无需像现有方法一样通过参考电阻将参考电压转化为参考电流，因此，可以避免将CMOS控制模块工艺不一致性所带来的影响放大的过程，从而有效地克服了CMOS控制模块工艺不一致性给放大模块静态工作电流的设置所带来的局限性，保证了多模射频功率放大器电路的正常工作。此外，由于无需对多模射频功率放大器电路中的放大模块以及偏置电路模块的结构进行改进，只需将现有的CMOS控制模块由提供参考电压改为提供参考电流，而这种调整对于CMOS控制模块来说简单可行，因此，本发明易于实施。

以上所揭露的仅为本发明的几种较佳的实施例而已，当然不能以此来限定本发明之权利范围，因此依本发明权利要求所作的等同变化，仍属本发明所涵盖的范围。

Claims (10)

1.一种多模射频功率放大器电路，该射频功率放大器电路包括：

放大模块，该放大模块包括多个并联工作的晶体管；

偏置电路模块，与所述放大模块连接，用于向所述放大模块输入偏置电流；以及

参考电流源模块，与所述偏置电路模块连接，用于分别针对所述多模射频功率放大器电路的多种工作模式向所述偏置电路模块直接输入相应的参考电流。

2.根据权利要求1所述的多模射频功率放大器电路，其中，所述放大模块的静态工作电流与所述参考电流之间满足线性比例关系。

3.根据权利要求1或2所述的多模射频功率放大器电路，其中，所述参考电流源模块采用CMOS工艺。

4.根据权利要求1或2所述的多模射频功率放大器电路，其中，所述晶体管是砷化镓异质结双极晶体管。

5.根据权利要求1或2所述的多模射频功率放大器电路，其中，所述工作模式包括GSM、CDMA、WCDMA以及TD-SCDMA。

6.一种适用于多模射频功率放大器电路的电流偏置方法，所述多模射频功率放大器电路包括放大模块和偏置电路模块，其中，所述放大模块包括多个并联工作的晶体管，所述偏置电路模块与所述放大模块连接，用于向所述放大模块输入偏置电流，该电流偏置方法包括：

针对所述多模射频功率放大器电路的多种工作模式向所述偏置电路模块直接输入相应的参考电流。

7.根据权利要求6所述的偏置方法，其中，所述放大模块的静态工作电流与所述参考电流之间满足线性比例关系。

8.根据权利要求6或7的偏置方法，其中：

参考电流源模块向所述偏置电路模块提供所述参考电流，其中，所述参考电流源模块采用CMOS工艺。

9.根据权利要求6或7所述的偏置方法，其中，所述晶体管是砷化镓异质结双极晶体管。

10.根据权利要求6或7所述的偏置方法，其中，所述工作模式包括GSM、CDMA、WCDMA以及TD-SCDMA。

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