CN103414318A

CN103414318A - 一种峰值电流模式控制的开关电源的斜波补偿电路

Info

Publication number: CN103414318A
Application number: CN2013103834049A
Authority: CN
Inventors: 吉文安; 杨锦辉
Original assignee: Shanghai Feixun Data Communication Technology Co Ltd
Current assignee: Shanghai Feixun Data Communication Technology Co Ltd
Priority date: 2013-08-28
Filing date: 2013-08-28
Publication date: 2013-11-27

Abstract

本发明提供一种峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，所述斜波补偿电路至少包括：三极管Q1、电流型PWM控制IC、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C1、电容C2、电容C3和初级电流检测电阻Rsense，开关电源变压器初级的峰值电流Ip接入所述初级电流检测电阻Rsense。本发明的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路在峰值电流控制模式且驱动信号在任意占空比下，使得扰动电流引起的电流误差逐渐变小而收敛，开关电源能正常稳定的工作；同时该斜波补偿电路结构简单、便于实现、成本低。

Description

一种峰值电流模式控制的开关电源的斜波补偿电路

技术领域

本发明涉及一种补偿电路，特别是涉及一种峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路。

背景技术

脉冲宽度调制（Pulse-Width Modulation，PWM）反馈控制技术是电源芯片中常用的一种技术，它的基本原理就是在输入变化、内部参数变化、外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关的动态脉冲宽度，使得开关电源的输出电压或电流等被控制信号稳定。

PWM控制模式可分为电流模式控制和电压模式控制两种。电流模式控制因其动态反应快、补偿电路简化、增益带宽大、输出电感小、易于均流等优点而被广泛应用。电流模式控制又分为峰值电流模式控制和平均电流模式控制。当采用峰值电流控制模式且驱动信号的占空比大于50%时，开环工作电流就存在不稳定性，电源的抗干扰性能下降，不能稳定工作。图1为现有技术中峰值电流控制模式的开关电源的电感电流的变化示意图。其中，ΔI₀为扰动电流，虚线是加上扰动电流后的电感电流，实线是未扰动时的电感电流，Ve是电压误差放大器输出的电流设定值，M1，M2分别是电感电流的上升沿及下降沿斜率，D为占空比。经过一个开关周期后，扰动电流引起的电流误差ΔI₁变大了，从而造成开关电源工作不稳定。

因此，需要对开关电源进行斜波补偿。斜波补偿能增加电路稳定性，使电感电流平均值不随占空比的变化而变化，并减小峰值和平均值的误差，还能抑制次谐波震荡和振铃电感电流。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，在峰值电流控制模式且驱动信号在任意占空比下，使得扰动电流引起的电流误差逐渐变小而收敛，开关电源能正常稳定的工作。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，所述斜波补偿电路至少包括：三极管Q1、电流型PWM控制IC、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C1、电容C2、电容C3和初级电流检测电阻Rsense，其中，

所述三极管Q1的基极连接所述电流型PWM控制IC的定时脚CT，集电极连接所述电流型PWM控制IC的参考电压脚Vref，发射极分两路：一路经由所述电阻R3接地，另一路连接所述电容C1的一端；所述电容C1的另一端经由所述电阻R2连接到所述电流型PWM控制IC的初级电流检测脚Isense；所述初级电流检测电阻Rsense的一端接地，另一端经过由所述电阻R1、所述电容C2组成的RC滤波器连接到所述电流型PWM控制IC的电流检测脚Isense；所述电容C3一端连接所述电流型PWM控制IC的定时脚CT，另一端接地；开关电源变压器初级的峰值电流Ip接入所述初级电流检测电阻Rsense。

根据上述的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，其中：所述斜波补偿电路产生的补偿斜率通过下述步骤计算：

计算开关电源变压器的次级电流的下降斜率：S=di/dt=VSEC/LSEC，其中VSEC是变压器次级线圈的电压值，LSEC是变压器次级线圈的电感量；

计算次级电流折算到初级电流的斜率：S1=S/N，其中，N为变压器的初次级线圈匝数比；

计算初级电流检测电阻上的斜波电压：V=S1*Rsense；

计算补偿斜率：Scomp=M*V*R2/(R1+R2)，其中，M为变压器的电感下降斜率引入量。

进一步地，根据上述的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，其中：所述LSEC由仪器直接测量或者由变压器的初级线圈的电感量和匝数推算出来。

进一步地，根据上述的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，其中：所述VSEC由输出电压加上整流管压降得到的。

计算震荡器的充电斜率：Sosc=d(Vosc)/d(Ton)，其中，Vosc是震荡器的峰值电压，Ton是震荡器的最大导通时间；

计算补偿斜率：Scomp=Sosc*R1/(R1+R2)。

进一步地，根据上述的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，其中：所述补偿斜率由R2和R1的比值决定，且R2/R1=Sosc/(V*M)，其中V为初级电流检测电阻上的斜波电压，M为变压器的电感下降斜率引入量。

根据上述的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，其中：所述电阻R3的阻值为所述电阻R2的十分之一。

根据上述的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，其中：所述电容C3为控制电流型PWM控制IC的震荡电容，对所述电容C3进行充放电的频率即为开关电源的工作频率。

根据上述的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，其中：所述电容C1是交流耦合电容，用于使得震荡脚CT处不用附加偏置电路。

根据上述的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，其中：所述电阻R1、所述电容C2组成的RC滤波器用于抑制开关电源变压器的初级电流波形的前沿闪烁，使所述电流型PWM控制IC不会误动作。

如上所述，本发明的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，具有以下有益效果：

（1）即使在驱动信号的占空比大于50%的情况下，也能保证扰动电流引起的电流误差逐渐变小而收敛，开关电源能正常稳定的工作；

（2）电路结构简单，易于实现；

（3）电路的成本低，便于推广使用。

附图说明

图1显示为现有技术中峰值电流控制模式的开关电源的电感电流的变化示意图；

图2显示为是本发明的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路的结构示意图；

图3显示为未采用本发明的斜波补偿电路的工作波形图；

图4显示为采用了本发明的斜波补偿电路的工作波形图。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。

需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

本发明的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路对电流采样信号进行补偿，在一个电流型PWM控制的IC中，误差电压是通过误差放大器的输出和由初级检测电流得到的电压叠加得到的。将本发明的斜波电压叠加到初级检测电流上，可以降低脉宽宽带。具体地，就是把震荡器定时脚的斜波补偿信号和初级电流检测信号直接相加。经过斜波补偿之后，即使在驱动信号的占空比大于50%的情况下，本发明的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路也能够使开关电源仍能正常的工作。

具体地，本发明的斜波补偿电路在开关电源变压器的初级电流上叠加一个斜波，使负载或输入扰动经过若干周期后收敛，最后稳定工作。参照图2，本发明的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路如下：三极管Q1的基极B连接电流型PWM控制IC的定时脚CT，集电极C连接电流型PWM控制IC的参考电压脚Vref，发射极E分两路：一路经由阻值为R2阻值十分之一的电阻R3接地，另一路接电容C1的一端；电容C1的另一端经由电阻R2连接到电流型PWM控制IC的初级电流检测脚Isense；初级电流检测电阻Rsense的一端接地，另一端经过由电阻R1、电容C2组成的RC滤波器连接到电流型PWM控制IC的电流检测脚Isense；电容C3一端连接电流型PWM控制IC的定时脚CT，另一端接地。其中Ip为开关电源变压器初级的峰值电流，其流向初级电流检测电阻Rsense。电容C3为控制电流型PWM控制IC的震荡电容，对电容C3进行充放电的频率即为开关电源的工作频率。

在本发明的斜波补偿电路中，由初级电流检测电阻Rsense检测变压器的初级电流，并把初级电流转换为一个电压信号，然后经过一个RC滤波器接入Isense脚。RC滤波器的作用是抑制初级电流波形的前沿闪烁，使电流型PWM控制IC不会误动作。C1是交流耦合电容，允许震荡脚CT处不用附加偏置电路。震荡脚CT加在三极管基极B的变化会在三极管发射极E有一个相应的变化，然后通过由R1，R2组成的分压器来决定补偿的深度，把震荡脚CT产生的斜波转换为一个合适的斜波叠加在初级电流的波形上。因此，R1与R2的比值决定了斜波补偿的精确大小。

具体地，本发明的斜波补偿的大小可通过下述两种方式计算得出：

方式一：

计算开关电源变压器的次级电流的下降斜率：S=di/dt=VSEC/LSEC，其中VSEC是变压器次级线圈的电压值，是由开关电源的输出电压加上整流管压降得到的，LSEC是变压器次级线圈的电感量，可用仪器直接测量或者由变压器的初级线圈的电感量和匝数推算出来；

计算初级电流检测电阻上的斜波电压：V=S1*Rsense；

计算补偿斜率：Scomp=M*V*R2/(R1+R2)，其中，M为开关电源变压器的电感下降斜率引入量。

方式二：

计算震荡器的充电斜率：Sosc=d(Vosc)/d(Ton)，其中，Vosc是震荡器的峰值电压，Ton是震荡器的最大导通时间，该最大导通时间在设计时设定的；

计算补偿斜率：Scomp=Sosc*R1/(R1+R2)。

由上述两种方式可知：R2=(Sosc*R1)/(V*M)。

参照图3和图4，其中ve是电压误差放大器输出的电流设定值，vs是变压器初级电流在检测电阻上形成的电压。由图可知，通过合理选择R1和R2比值，就能达到精确地进行斜波补偿补的要求。只要选择了合适的斜波补偿，峰值电流控制模式的开关电源在驱动信号的占空比大于50%的情况下也能正常稳定的工作。

综上所述，本发明的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路可精确实现斜波补偿，且结构简单、便于实现、成本低。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims

1.一种峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，其特征在于，所述斜波补偿电路至少包括：三极管Q1、电流型PWM控制IC、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C1、电容C2、电容C3和初级电流检测电阻Rsense，其中，

2.根据权利要求1所述的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，其特征在于：所述斜波补偿电路产生的补偿斜率通过下述步骤计算：

计算初级电流检测电阻上的斜波电压：V=S1*Rsense；

3.根据权利要求2所述的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，其特征在于：所述LSEC由仪器直接测量或者由变压器的初级线圈的电感量和匝数推算出来。

4.根据权利要求2所述的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，其特征在于：所述VSEC由输出电压加上整流管压降得到的。

5.根据权利要求1所述的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，其特征在于：所述斜波补偿电路产生的补偿斜率通过下述步骤计算：

计算补偿斜率：Scomp=Sosc*R1/(R1+R2)。

6.根据权利要求5所述的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，其特征在于：所述补偿斜率由R2和R1的比值决定，且R2/R1=Sosc/(V*M)，其中V为初级电流检测电阻上的斜波电压，M为变压器的电感下降斜率引入量。

7.根据权利要求1所述的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，其特征在于：所述电阻R3的阻值为所述电阻R2的十分之一。

8.根据权利要求1所述的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，其特征在于：所述电容C3为控制电流型PWM控制IC的震荡电容，对所述电容C3进行充放电的频率即为开关电源的工作频率。

9.根据权利要求1所述的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，其特征在于：所述电容C1是交流耦合电容，用于使得震荡脚CT处不用附加偏置电路。

10.根据权利要求1所述的峰值电流控制模式的开关电源的斜波补偿电路，其特征在于：所述电阻R1、所述电容C2组成的RC滤波器用于抑制开关电源变压器的初级电流波形的前沿闪烁，使所述电流型PWM控制IC不会误动作。