CN103412168A - 一种智能电表的高精度电流采样电路 - Google Patents
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Abstract
一种智能电表的高精度电流采样电路。提出了一种电路结构简单，便于封装，生产成本低的智能电表的高精度电流采样电路。所述智能电表包括MCU，所述MCU内设差分放大器组，所述差分放大器组包括采集火线电流的差分放大器一和采集零线电流的差分放大器二；与所述差分放大器一和差分放大器二分别连接有宽计量电流采样电路。本发明巧妙的利用模拟开关芯片的导通电阻特性，形成了一种新的分段采集的技术方案。电路结构简单，也不需要对印制板改动太多，既尽量减少了印制板的面积尺寸，也最大可能的避免了由于增加电路产生的电磁兼容问题。本发明新颖独特，实施简单，成本较低。
Description
技术领域
本发明涉及电能表的电能计量领域，尤其涉及对家庭、办公、工业用智能电表计量电流采样电路的改进。
背景技术
智能电能表作为电能计量和电费结算的计量产品，要求产品具有稳定精确的计量性能，保证用电、供电双方的利益不受损害。目前电能表的电流范围要求不断提高，目前常用的方案采用的是采用宽量程计量芯片或SOC(System on Chip)方案。现有技术中分流器电流采样电路如图6所示，现有技术中互感器电流采样电路如图7所示，由于受到计量芯片动态范围的制约，都不能保证在整个电流范围内的高精度测量，无法满足超大电流和极小电流同时进行精确测量的要求。针对这一问题，中国专利CN102809678 A、中国专利CN102426290 A都提出了改进设计方法，但实现方法都比较复杂，实际使用中并不现实，主要有以下几个方面原因：（1）由于国家电网公司制定了各种电能表的型式规范，电能表的外部尺寸和形状不能改变，因此不可能允许增加太多电路，上述专利都存在这一问题；（2）由于国家电网公司实行电能表统一招标采购，通过四年的招标采购，电能表的采购价格已经基本稳定，增加几元钱的成本即会造成因投标价过高而无法中标或投标价适当使中标后无利润，因此不可能允许增加太多电路，上述专利同样都存在这一问题；（3）在电压采样和电流采样电路前增加太多电路不仅反而可能会降低采样精度，而且可能也会带来电磁兼容方面的问题，上述专利同样都存在这一问题；（4）由于计量芯片或SOC方案中MCU的计量单元电流采集通道有限，因此也不允许通过不同采集端对电流按大小进行分段采集以提高采集精度，中国专利CN102426290 A就存在这一问题。
发明内容
本发明即是为了克服以上的不足，提出了一种电路结构简单，便于封装，生产成本低的智能电表的高精度电流采样电路。
本发明的技术方案是：所述智能电表包括MCU，所述MCU内设差分放大器组，所述差分放大器组包括采集火线电流的差分放大器一和采集零线电流的差分放大器二；与所述差分放大器一和差分放大器二分别连接有宽计量电流采样电路。
所述宽计量电流采样电路为分流器电流采样电路，所述分流器电流采样电路包括分流器CM、电阻R1、电阻R2、电容C1、电容C2、模拟开关K1、模拟开关K2、模拟开关K3和模拟开关K4；
所述分流器CM具有分流器接口一和分流器接口二，所述分流器接口一后部连接模拟开关K1的进口，所述模拟开关K1的出口分别连接所述电阻R1和模拟开关K2，所述电阻R1出口分别连接电容C1和差分放大器一或二的正输入端；所述分流器接口二后部连接模拟开关K3的进口，所述模拟开关K3的出口分别连接所述电阻R2和模拟开关K4，所述电阻R2出口分别连接电容C2和差分放大器一或二的负输入端；
所述模拟开关K2和模拟开关K4的出口相连；所述电容C1和电容C2的出口相连、并接地；
所述模拟开关K1和模拟开关K3的控制端同时接收所述MCU的一个I/O口控制信号以控制通断；所述模拟开关K2和模拟开关K4的控制端同时接收接收MCU的另一个I/O口控制信号以控制通断。
所述电阻R1和电阻R2的取值为100-1000Ω，电容C1和电容C2的取值为33-100nF，模拟开关K1、模拟开关K2、模拟开关K3和模拟开关K4的导通阻值为20-25Ω。
所述宽计量电流采样电路为互感器电流采样电路，所述互感器电流采样电路包括电流互感器CT、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电容C1、电容C2、模拟开关K6和模拟开关K8；
所述电流互感器CT具有互感器接口一和互感器接口二，所述互感器接口一分别连接所述电阻R3、电阻R1和模拟开关K6的进口，所述电阻R1的出口分别连接电容C1和差分放大器一或二的正输入端；所述互感器接口二分别连接所述电阻R4、电阻R2和模拟开关K8的进口，所述电阻R2的出口分别连接电容C2和差分放大器一或二的负输入端；
所述电阻R3、电阻R4、模拟开关K6、模拟开关K8、电容C1和电容C2的出口相连接、并接地；
所述模拟开关K6和模拟开关K8的控制端同时接收MCU的另一个I/O口控制信号以控制通断。
所述电阻R1和电阻R2的取值为100-1000Ω，电容C1和电容C2的取值为33-100nF，电阻R3和电阻R4的取值为1-5.1Ω，所述模拟开关K7和模拟开关K8的导通阻值为1-5.1Ω。
在所述电阻R1和模拟开关K6进口的前端、所述电阻R3进口的后端串接有模拟开关K5；
在所述电阻R2和模拟开关K8进口的前端、所述电阻R4进口的后端串接有模拟开关K7；
所述模拟开关K5和模拟开关K7的控制端同时接收MCU的一个I/O口控制信号以控制通断；
所述模拟开关K5和模拟开关K7的导通阻值为1-5.1Ω。
本发明巧妙的利用模拟开关芯片的导通电阻特性，形成了一种新的分段采集的技术方案。应用于普通电能表时，也就是增加了1只四通道双向模拟开关或1只双通道双向模拟开关或2只双通道双向模拟开关，都是常用器件，即使按10万只的中标数量采购，每只也只需增加0.5元左右的成本。如果应用于单相智能电能表，也就是增加了1只四通道双向模拟开关和1只双通道双向模拟开关或2只双通道双向模拟开关，都是常用器件，即使按10万只的中标数量采购，每只也只需增加1元左右的成本。同时，由于电路结构简单，也不需要对印制板改动太多，既尽量减少了印制板的面积尺寸，也最大可能的避免了由于增加电路产生的电磁兼容问题。本发明新颖独特，实施简单，成本较低。
附图说明
图1是智能电表功能框图，
图2是MCU芯片的功能结构图，
图3是本发明中分流器电流采样电路，
图4是本发明中互感器电流采样电路一，
图5是本发明中互感器电流采样电路二，
图6是现有技术中分流器电流采样电路，
图7是现有技术中互感器电流采样电路。
具体实施方案
本发明如图1-4所示，所述智能电表包括MCU（主芯片MCU采用V9811），所述MCU内设差分放大器组，所述差分放大器组包括采集火线电流的差分放大器一和采集零线电流的差分放大器二；与所述差分放大器一和差分放大器二分别连接有宽计量电流采样电路。
其中的宽计量电流采样电路为分流器电流采样电路，所述分流器电流采样电路包括分流器CM、电阻R1、电阻R2、电容C1、电容C2、模拟开关K1、模拟开关K2、模拟开关K3和模拟开关K4；
所述分流器CM具有分流器接口一和分流器接口二，所述分流器接口一后部连接模拟开关K1的进口，所述模拟开关K1的出口分别连接所述电阻R1和模拟开关K2，所述电阻R1出口分别连接电容C1和差分放大器一或二的正输入端；所述分流器接口二后部连接模拟开关K3的进口，所述模拟开关K3的出口分别连接所述电阻R2和模拟开关K4，所述电阻R2出口分别连接电容C2和差分放大器一或二的负输入端；
所述模拟开关K2和模拟开关K4的出口相连；所述电容C1和电容C2的出口相连、并接地；
所述模拟开关K1和模拟开关K3的控制端同时接收所述MCU的一个I/O口控制信号以控制通断；所述模拟开关K2和模拟开关K4的控制端同时接收接收MCU的另一个I/O口控制信号以控制通断。
所述电阻R1和电阻R2的取值为100-1000Ω，电容C1和电容C2的取值为33-100nF，模拟开关K1、模拟开关K2、模拟开关K3和模拟开关K4的导通阻值为20-25Ω。
其中的宽计量电流采样电路为互感器电流采样电路，所述互感器电流采样电路包括电流互感器CT、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电容C1、电容C2、模拟开关K6和模拟开关K8；
所述电流互感器CT具有互感器接口一和互感器接口二，所述互感器接口一分别连接所述电阻R3、电阻R1和模拟开关K6的进口，所述电阻R1的出口分别连接电容C1和差分放大器一或二的正输入端；所述互感器接口二分别连接所述电阻R4、电阻R2和模拟开关K8的进口，所述电阻R2的出口分别连接电容C2和差分放大器一或二的负输入端；
所述电阻R3、电阻R4、模拟开关K6、模拟开关K8、电容C1和电容C2的出口相连接、并接地；
所述模拟开关K6和模拟开关K8的控制端同时接收MCU的另一个I/O口控制信号以控制通断。
所述电阻R1和电阻R2的取值为100-1000Ω，电容C1和电容C2的取值为33-100nF，电阻R3和电阻R4的取值为1-5.1Ω，所述模拟开关K7和模拟开关K8的导通阻值为1-5.1Ω。
对于电流互感器CT，更进一步可以在所述电阻R1和模拟开关K6进口的前端、所述电阻R3进口的后端串接有模拟开关K5；
在所述电阻R2和模拟开关K8进口的前端、所述电阻R4进口的后端串接有模拟开关K7；
所述模拟开关K5和模拟开关K7的控制端同时接收MCU的一个I/O口控制信号以控制通断。
所述模拟开关K5和模拟开关K7的导通阻值为1-5.1Ω。
本发明第一种实施方案：差分放大器一连接分流器电流采样电路，差分放大器二连接互感器电流采样电路。
模拟开关芯片选择遵循以下原则：（1）芯片电源采用现有电能表MCU电源，一方面不因增加模拟开关芯片而额外增加电源，另一方面也是为了MCU能对模拟开关进行控制；（2）模拟开关封装尽可能小，以尽可能减小PCB（电路板）的面积；（3）模拟开关导通电阻阻值及其随温度的变化要尽可能降低对电流采集精度的影响。
本发明第二种实施方案：差分放大器一连接互感器电流采样电路，差分放大器二连接分流器电流采样电路。
本发明第三种实施方案：差分放大器一连接互感器电流采样电路，差分放大器二连接互感器电流采样电路。
本发明第四种实施方案：差分放大器一连接分流器电流采样电路，差分放大器二连接分流器电流采样电路。
采用以上任意一种实施方案均能实现本案的目的，在此不再赘述。
下面结合具体实施例进一步说明本发明的工作原理：
1、分流器电流采样电路改进方案；
一般分流器电流采样电路如图6所示，电流在分流器上产生的电压通过R1、C1和R2、C2低通滤波后分别送入计量芯片电流采样通道差分放大器的两端。一般R1和R2的阻值为150Ω，C1和C2的容值为47nF。由于分流器阻值固定，因此很难同时兼顾极大电流和极小电流的计量精度。
改进后的分流器电流采样电路如图3所示。在低通滤波器前加装一只4通道双向模拟开关芯片。模拟开关芯片选择遵循以下原则：（1）芯片电源采用现有电能表MCU电源，一方面不因增加模拟开关芯片而额外增加电源，另一方面也是为了MCU能对模拟开关进行控制；（2）模拟开关封装尽可能小，以尽可能减小PCB的面积；（3）模拟开关导通电阻阻值及其随温度的变化要尽可能降低对电流采集精度的影响。根据以上原则，本实施例选取安森美公司的MC74LVX4066四通道双向模拟开关芯片，封装为TSSOP-14，也是一种常用的芯片。+5V电源供电时，在-55℃～25℃时导通电阻为20Ω，在＜85℃时导通电阻为25Ω，在＜125℃时导通电阻为30Ω。由于电能表极限工作温度为-40℃～70℃，因此电能表工作时MC74LVX4066的导通电阻在20Ω～25Ω之间。
四通道双向模拟开关的四个通道K1、K2、K3、K4在电路中的联接如图3所示。K1分别与分流器一端和电阻R1相连；K3分别与分流器另一端和电阻R2相连；K2一端与K1和R1相连，另一端与K4相连；K4一端与K3和R2相连，另一端与K2相连。K1、K3的控制端相连，接收MCU的一个I/O口控制信号以控制通断；K2、K4的控制端相连，接收MCU的另一个I/O口控制信号以控制通断。
采用图3分流器电流采样改进电路的工作原理。MCU控制K1和K3的I/O始终输出高电平，K1和K3均处于闭合状态。设定开关状态切换的电流门限Ith，当实际电流高于或低于Ith时由MCU控制模拟开关进行切换。（1）当电流小于Ith时MCU控制K2和K4的I/O输出低电平，K2和K4处于断开状态。模拟开关的导通电阻在20Ω～25Ω之间，差分放大器输入端低通滤波器的电阻为170Ω～175Ω之间，与原有150Ω相比相差不大，因此对滤波后造成的相位滞后不大，与改进方案前电能表检定时相位校正参数相比，电能表检定时不需对相位校正参数作较大的改变，而且可以增大R1和R2的阻值使其忽略不计。同时，由于采用同一模拟开关的两个通道，因此无论温度如何变化，K1和K3的导通电阻都几乎一致，因此完全保证差分放大器两输入端的电路平衡。（2）当电流大于Ith时MCU控制K2和K4的I/O输出高电平，K2和K4处于闭合状态。第一，差分放大器输入端的电流近似为0，因此采样电阻为分流器电阻与K1、K2、K3和K4的串联电阻并联。因为模拟开关的导通电阻在20Ω～25Ω之间，所以K1、K2、K3和K4的串联电阻在80Ω～100Ω之间，而分流器的阻值为250μΩ，因此由于并联模拟开关造成的电流计算误差忽略不计。第二，采集单元差分放大器采集的电压为R1和R2的输入端电压，也即K2和K4两端的电压，由于K1、K2、K3和K4的导通电阻相等，而且温度改变时也保持相等，因此无论何种温度情况下取样电压确保为分流器采集电压的0.5倍，MCU只要知道此时采集电压为0.5倍并进行相应放大处理即可。第三，差分放大器的输入电压为R1和R2的输入端电压，输入端低通滤波器的电阻仍为R1和R2，与原有采样电路电阻一样，因此与原电路相比不会造成滤波后的相位滞后，电能表检定时相位校正参数一样，同时差分放大器两输入端的电路平衡没有任何改变。
2、电流互感器电流采样电路改进方案；
一般电流互感器电流采样电路如图7所示，零线电流在零线电流互感器上产生的电流在R3和R4上产生的电压通过R1、C1和R2、C2低通滤波后分别送入计量芯片电流采样通道差分放大器的两端。一般R3和R4的阻值为1-5.1Ω（精度为1%），R1和R2的阻值为100-1000Ω，C1和C2的容值为33-100nF。由于电流互感器变比固定，因此很难同时兼顾极大电流和极小电流的计量精度。
2.1、改进后的电流互感器电流采样电路如图4所示。在低通滤波器前加装1只双向模拟开关芯片。模拟开关芯片选择遵循以下原则：（1）芯片电源采用现有电能表MCU电源，一方面不因增加模拟开关芯片而额外增加电源，另一方面也是为了MCU能对模拟开关进行控制；（2）模拟开关封装尽可能小，以尽可能减小PCB的面积；（3）模拟开关导通电阻阻值及其随温度的变化要尽可能降低对电流采集精度的影响。根据以上原则，并考虑到R3和R4的阻值，可选取1只导通电阻与R3、R4阻值接近的双通道双向模拟开关芯片。K6的一端分别与互感器一端和电阻R3、R1相连，另一端分别与K8相连；K8的一端分别与互感器另一端和电阻R4、R2相连，另一端分别与K6相连。K6、K8的控制端相连，接收MCU的一个I/O口控制信号以控制通断。
采用图4互感器电流采样改进电路的工作原理。（1）当电流小于Ith时MCU控制K6和K8的I/O输出低电平，K6和K8处于断开状态。差分放大器输入端低通滤波器的电阻与原有150Ω相等，因此对滤波后不造成相位滞后。同时，由于采用同一模拟开关的两个通道，因此无论温度如何变化，K1和K3的导通电阻都几乎一致，因此完全保证差分放大器两输入端的电路平衡。（2）当电流大于Ith时MCU控制K2和K4的I/O输出高电平，K6和K8处于闭合状态。差分放大器输入端的电流近似为0，因此采样电阻为采样电阻R3与K6的并联电阻及采样电阻R4与K8的并联电阻，因此并联后取样电阻为原来的0.5倍。采集单元差分放大器采集的电压为R1和R2的输入端电压，由于K6和K8的导通电阻相等，而且温度改变时也保持相等，因此无论何种温度情况下取样电压确保为分流器采集电压的0.5倍，也就增大了电流采集的动态范围。更详细的分析与以下分析类似，这里不再赘述。
2.2、进一步改进后的电流互感器电流采样电路如图5所示。在低通滤波器前加装双向模拟开关芯片。本发明选取两只安森美公司的NLAS5213双通道双向模拟开关芯片，封装为UDFN-8。+5V电源供电时，在-40℃～85℃时导通电阻为1.3Ω，因此导通电阻稳定性较好。由于电能表极限工作温度为-40℃～70℃，因此电能表工作时NLAS5213的导通电阻为1.3Ω。
双通道双向模拟开关的四个通道K5、K6、K7、K8在电路中的联接如图6所示。K5的一端分别与互感器一端和电阻R3相连，另一端分别与K6和R1相连；K7的一端分别与互感器另一端和电阻R4相连，另一端分别与K8和R2相连；K6与K8连接端与GND相连；R3和R4连接端与GND相连。K5、K7的控制端相连，接收MCU的一个I/O口控制信号以控制通断；K6、K8的控制端相连，接收MCU的另一个I/O口控制信号以控制通断。
采用图5互感器电流采样改进电路的工作原理。MCU控制K5和K7的I/O始终输出高电平，K5和K7均处于闭合状态。设定开关状态切换的电流门限Ith，当实际电流高于或低于Ith时由MCU控制模拟开关进行切换。（1）当电流小于Ith时MCU控制K6和K8的I/O输出低电平，K6和K8处于断开状态。模拟开关的导通电阻为1.3Ω，差分放大器输入端低通滤波器的电阻为151.3Ω，与原有150Ω相比几乎相等，因此对滤波后造成的相位滞后不大，与改进方案前电能表检定时相位校正参数相比，电能表检定时不需对相位校正参数作较大的改变。同时，由于采用同一模拟开关的两个通道，因此无论温度如何变化，K5和K7的导通电阻都几乎一致，因此完全保证差分放大器两输入端的电路平衡。（2）当电流大于Ith时MCU控制K6和K8的I/O输出高电平，K6和K8处于闭合状态。第一，差分放大器输入端的电流近似为0，因此采样电阻为采样电阻R3与K5、K6的串联电阻并联及采样电阻R4与K7、K8的串联电阻并联。因为模拟开关的导通电阻为1.3Ω，所以K5和K6、K7和K8的串联电阻为2.6Ω，而取样电阻的阻值为2.4Ω，因此并联后取样电阻为原来的0.52倍。采集单元差分放大器采集的电压为R1和R2的输入端电压，也即K6和K8两端的电压，由于K5、K6、K7和K8的导通电阻相等，而且温度改变时也保持相等，因此无论何种温度情况下取样电压确保为互感器采集电压的0.52倍，MCU只要知道此时采集电压为0.26倍并进行相应放大处理即可。第二，差分放大器的输入电压为R1和R2的输入端电压，输入端低通滤波器的电阻仍为R1和R2，与原有采样电路电阻一样，因此与原电路相比不会造成滤波后的相位滞后，电能表检定时相位校正参数一样，同时差分放大器两输入端的电路平衡没有任何改变。
采用本进一步改进的优化方式，相对于前例，在Ith以上时，测量动态范围更宽，精度更高。
3、试验数据：
根据本发明的技术方案试制的电能表，经国网计量中心检测表明，电能表基本误差达到很好的效果，功率因数为1时，电流为0.05Ib时，实际相对误差仍为0.0%；功率因数为0.5L时，电流为0.1Ib时，实际相对误差为0.1%；功率因数为0.8C时，电流为0.1Ib时，实际相对误差仍为0.0%。试验情况如下：
1、技术条件：Q/GDW 1828-2013 4.5.1条；Ib Imax
2、试验方法：Q/GDW 1828-2013 5.1.1条；
3、试验设备：ST9020型单向电表检定装置；
4、试验结果：见下表
4.结论；
由以上分析可知，本发明采用的方案提供了一个提高电流计量精度的简便实施方案。如果应用于普通电能表，也就是增加了1只四通道双向模拟开关或1只双通道双向模拟开关或2只双通道双向模拟开关，都是常用器件，即使按10万只的中标数量采购，每只也只需增加0.5元左右的成本。如果应用于单相智能电能表，也就是增加了1只四通道双向模拟开关和2只双通道双向模拟开关，都是常用器件，即使按10万只的中标数量采购，每只也只需增加1元左右的成本。同时，由于电路结构简单，也不需要对印制板改动太多，既尽量减少了印制板的面积尺寸，也最大可能的避免了由于增加电路产生的电磁兼容问题。
Claims (7)
1.一种智能电表的高精度电流采样电路，所述智能电表包括MCU，所述MCU内设差分放大器组，所述差分放大器组包括采集火线电流的差分放大器一和采集零线电流的差分放大器二；其特征在于，与所述差分放大器一和差分放大器二分别连接有宽计量电流采样电路。
2.根据权利要求1所述的一种智能电表的高精度电流采样电路，其特征在于，所述宽计量电流采样电路为分流器电流采样电路，所述分流器电流采样电路包括分流器CM、电阻R1、电阻R2、电容C1、电容C2、模拟开关K1、模拟开关K2、模拟开关K3和模拟开关K4；
所述分流器CM具有分流器接口一和分流器接口二，所述分流器接口一后部连接模拟开关K1的进口，所述模拟开关K1的出口分别连接所述电阻R1和模拟开关K2，所述电阻R1出口分别连接电容C1和差分放大器一或二的正输入端；所述分流器接口二后部连接模拟开关K3的进口，所述模拟开关K3的出口分别连接所述电阻R2和模拟开关K4，所述电阻R2出口分别连接电容C2和差分放大器一或二的负输入端；
所述模拟开关K2和模拟开关K4的出口相连；所述电容C1和电容C2的出口相连、并接地；
所述模拟开关K1和模拟开关K3的控制端同时接收所述MCU的一个I/O口控制信号以控制通断；所述模拟开关K2和模拟开关K4的控制端同时接收接收MCU的另一个I/O口控制信号以控制通断。
3.根据权利要求2所述的一种智能电表的高精度电流采样电路，其特征在于，所述电阻R1和电阻R2的取值为100-1000Ω，电容C1和电容C2的取值为33-100nF，模拟开关K1、模拟开关K2、模拟开关K3和模拟开关K4的导通阻值为20-25Ω。
4.根据权利要求1所述的一种智能电表的高精度电流采样电路，其特征在于，所述宽计量电流采样电路为互感器电流采样电路，所述互感器电流采样电路包括电流互感器CT、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电容C1、电容C2、模拟开关K6和模拟开关K8；
所述电流互感器CT具有互感器接口一和互感器接口二，所述互感器接口一分别连接所述电阻R3、电阻R1和模拟开关K6的进口，所述电阻R1的出口分别连接电容C1和差分放大器一或二的正输入端；所述互感器接口二分别连接所述电阻R4、电阻R2和模拟开关K8的进口，所述电阻R2的出口分别连接电容C2和差分放大器一或二的负输入端；
所述电阻R3、电阻R4、模拟开关K6、模拟开关K8、电容C1和电容C2的出口相连接、并接地；
所述模拟开关K6和模拟开关K8的控制端同时接收MCU的另一个I/O口控制信号以控制通断。
5.根据权利要求4所述的一种智能电表的高精度电流采样电路，其特征在于，所述电阻R1和电阻R2的取值为100-1000Ω，电容C1和电容C2的取值为33-100nF，电阻R3和电阻R4的取值为1-5.1Ω，所述模拟开关K7和模拟开关K8的导通阻值为1-5.1Ω。
6.根据权利要求4所述的一种智能电表的高精度电流采样电路，其特征在于，在所述电阻R1和模拟开关K6进口的前端、所述电阻R3进口的后端串接有模拟开关K5；
在所述电阻R2和模拟开关K8进口的前端、所述电阻R4进口的后端串接有模拟开关K7；
所述模拟开关K5和模拟开关K7的控制端同时接收MCU的一个I/O口控制信号以控制通断。
7.根据权利要求6所述的一种智能电表的高精度电流采样电路，其特征在于，所述模拟开关K5和模拟开关K7的导通阻值为1-5.1Ω。
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