CN103401263A - 一种混合型三极直流输电系统及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种混合型三极直流输电系统及其控制方法，包括整流换流站和逆变换流站；所述的整流换流站和逆变换流站均包括有一交流母线和三极换流系统，所述的交流母线与对应交流电网连接，所述的三极换流系统通过换流变压器挂接于交流母线上；所述的三极换流系统中换流单元H3采用MMC。本发明使得该系统具有有功无功部分解耦控制能力，并能够向无源网络输电，大幅度减少无功补偿设备，通过引入改进直流电流控制MCC，维持了三个极之间直流电流的平衡，抑制了接地极电流，有效延长了接地极寿命，通过引入交流电压控制AVC，实现了无功功率就地平衡，维持了所联接交流系统的电压，防止了过电压或欠电压等问题。

Description

一种混合型三极直流输电系统及其控制方法

技术领域

本发明属于电力电子系统技术领域，具体涉及一种混合型三极直流输电系统及其控制方法。

背景技术

我国电力规划的总体方针是“西电东送、南北互供、全国联网”。然而，随着电网规模的日益扩大和结构的日趋复杂，加之涉及征地问题的利益纠葛近年来也逐渐显现出来，在原有的线路基础上再开辟出新的线路走廊就显得更加困难。因此，利用原有的高压交流站和线路网架，改造并转换成直流输电工程，成为解决这一问题非常值得探讨的思路。再者，对于超大规模的电网来说，用直流工程将其分隔成数个异步子系统，可以有效减少交流同步联网所带来的一系列问题，如短路电流超限、低频振荡加剧、故障大范围传递等。

L.O.Barthold等人在标题为Conversion of AC Transmission Lines to HVDCusing Current Modulation（Inaugural IEEE PES2005Conference and Exposition.11-15July,2005.Durban,South Africa:26-32）的文献中提出了一种三级直流结构及与之匹配的直流电流调制策略。图1即为上述三极直流输电系统的结构示意图，该三极直流输电系统包括：与送端交流电网连接的整流换流站；与受端交流电网连接的逆变换流站。整流换流站和逆变换流站均采用三极换流系统，三极换流系统由三个换流单元H1～H3组成。

换流单元H1直流侧正极端为三极换流系统的第一直流输电端口，换流单元H1直流侧负极端与换流单元H2直流侧正极端和换流单元H3直流侧负极端相连并接地，换流单元H2直流侧负极端为三极换流系统的第二直流输电端口，换流单元H3直流侧正极端为三极换流系统的第三直流输电端口；整流换流站的三个直流输电端口均通过直流输电线路与逆变换流站的三个直流输电端口对应连接。

换流单元H1和H2的中性点电流不流入大地，而是通过具有双向通道的换流单元H3进行回流，接地极一般仅在故障等暂态情况下作为不平衡电流的回流路径起作用。换流单元H1和H2的换流器是以晶闸管组成的三相六脉桥作为基本换流单元；换流单元H3根据直流电流调制策略的要求，其换流器需要拥有直流电压和直流电流反向功能，故其基本换流单元为反并联晶闸管组成的三相六脉桥或两组反向并联的三相六脉桥。在稳态运行下，三极直流能够传输的功率是双极直流的1.366倍，能够有效提升直流系统传输容量，有利于更大程度地支援电网的功率需求，促进电网的发展和稳定运行。

虽然，换流单元H1～H2和H3的换流器存在较大区别，但是，基本换相器件都是不可关断的晶闸管，因此，该三极直流输电系统结构存在如下缺陷：

1.不能向无源网络供电，不适用于向远距离的孤立负荷输电；

2.存在换相失败问题，引起直流传输功率大容量缺额，造成交直流响应特性恶化，严重影响所连的交流系统稳定运行；

3.存在无功补偿和谐波问题，需要安装无功补偿设备和滤波设备，不仅增加了设备成本，而且在甩负荷时会出现无功功率过剩，容易导致过电压；

4.在其电流调制策略下，电流调制过渡阶段伴随有无功变化，由于无功设备调节缓慢，因而会引起交流系统无功剩余或不足，产生过电压等现象；

5.在其电流调制策略下，换流单元H3在电流调制过渡阶段，其直流电流需要反向，存在过零点现象，而传统直流具有最小直流功率（电流）的要求，一般为额定值的10%左右，因而，过渡阶段容易引发过电压等问题。同时，过渡阶段H3需要进行闭锁和解锁动作，较为繁琐。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提供了一种混合型三极直流输电系统，能够向无源负荷输电，具有有功无功部分解耦调节，电流调制过渡阶段平缓、稳定的特点，同时能够快速地恢复换相失败。针对所提出的混合型三极直流输电系统在过渡阶段可能引起的电流平衡、无功平衡等问题，提出了相应的控制方法。

一种混合型三极直流输电系统，包括整流换流站和逆变换流站；

所述的整流换流站和逆变换流站均包括有一交流母线和三极换流系统，所述的交流母线与对应交流电网连接，所述的三极换流系统通过换流变压器挂接于交流母线上；

所述的三极换流系统中换流单元H3采用MMC（模块化多电平换流器）。

所述的MMC采用三相六桥臂结构，每个桥臂由若干个换流子模块和一桥臂电抗器串联组成。

优选地，所述换流子模块为FBSM（全桥子模块），FBSM输出电压存在正、负和零三种电平，同时具有电流双向运行能力，由其级联构成的换流单元具有直流电压和直流电流双向运行能力，十分适合于三极式直流输电系统；

所述的FBSM由一电容C和四个IGBT管T1～T4组成；其中，IGBT管T1的集电极与IGBT管T2的集电极和电容C的一端相连，IGBT管T1的发射极与IGBT管T3的集电极相连且为FBSM的一端，IGBT管T3的发射极与IGBT管T4的发射极和电容C的另一端相连，IGBT管T2的发射极与IGBT管T4的集电极相连且为FBSM的另一端；IGBT管T1～T4的门极均接收外部设备提供的PWM信号。

所述的换流单元H1或换流单元H2采用十二脉动桥式晶闸管换流器。

优选地，所述的直流输电端口与直流输电线路之间设有平波电抗器。用于平滑直流电流，缓解故障情况下直流电流的大幅度波动，减少来自线路上的操作过电压或雷击过电压对阀厅的损害。

所述的直流输电线路采用架空线。

优选地，所述的三个换流单元H1～H3的交流侧均通过换流变压器接入送端交流电网或受端交流电网；与H1～H2相连的换流变压器为三绕组形式，接线方式为Y/Y/Δ，与H3相连的换流变压器的接线方式为Y/Δ。

换流变压器用于将交流系统提供的三相交流电进行电压等级变换；承受直流偏置电压，并起到隔离直流偏置电压进入交流电网的作用；隔离零序分量。

优选地，所述的整流换流站和逆变换流站的交流母线上均连接有滤波器和无功补偿器。所述滤波器用于滤除换流单元H1和换流单元H2产生的谐波量，所述无功补偿器用于补偿换流单元H1和换流单元H2对无功功率的需求。

上述混合型三极直流输电系统的控制方法，

对于整流换流站中换流单元H3的控制，包括如下步骤：

A1.采集整流换流站中换流单元H3的直流电流I_dmes与直流电压U_dmes，通过改进型直流电流控制策略，计算得到d轴电流参考值I_sd；

A2.采集整流变换站的交流母线电压，通过交流电压控制策略，计算得到q轴电流参考值I_sq；

A3.根据所述的d轴电流参考值I_sd与q轴电流参考值I_sq，通过内环控制策略得到三相内部电动势参考值，根据三相内部电动势参考值，确定上桥臂三相电压参考值及下桥臂三相电压参考值；

A4.根据步骤A3中得到的上桥臂三相电压参考值及下桥臂三相电压参考值，通过调制得到一组PWM信号，用以控制整流换流站中的换流单元H3；

对于逆变换流站中换流单元H3的控制，包括如下步骤：

B1.采集逆变换流站中换流单元H3的直流电压U'_dmes，通过直流电压控制策略，计算得到d轴电流参考值I'_sd；

B2.采集逆变换流站的交流母线电压，通过交流电压控制策略，计算得到q轴电流参考值I'_sq；

B3.根据所述的d轴电流参考值I'_sd与q轴电流参考值I'_sq，通过内环控制策略得到三相内部电动势参考值；根据三相内部电动势参考值，确定上桥臂三相电压参考值及下桥臂三相电压参考值；

B4.根据步骤B3中得到的上桥臂三相电压参考值及下桥臂三相电压参考值，通过调制得到另一组PWM信号，用以控制逆变换流站中的换流单元H3。

所述的步骤A1中，通过改进型直流电流控制策略计算d轴电流参考值I_sd的具体实现方式如下：

首先，根据系统实际工况确定偏差量ΔX；若系统处于非电压反向过程时，则令偏差量ΔX=ΔI₃；否则，偏差量ΔX=ΔU₃；其中：

ΔI₃=I_3ref－I_dmes×sig

ΔU₃=（U_3ref－U_dmes）×sig

其中：I_3ref为直流电流给定参考值，U_3ref为直流电压给定参考值，sig为电压极性标志信号；所述的电压极性标志信号sig由如下公式确定：

$\mathrm{sig}=\left\{\begin{array}{cc}1& U_{3\mathrm{ref}}\&GreaterEqual;0\\ -1& U_{3\mathrm{ref}}<0\end{array}\right.$

然后，根据以下公式对所述的偏差量ΔX进行PI调节，得到d轴电流参考值I_sd：

$I_{\mathrm{sd}}=\mathrm{\&Delta;X}\&times;(K_{\mathrm{mccp}}+\frac{K_{\mathrm{mcci}}}{S})$

其中：K_mccp为比例系数，K_mcci为积分系数，s为拉普拉斯算子。

所述的步骤A2中，通过交流电压控制策略计算q轴电流参考值I_sq的具体实现算法如下：

$i_{\mathrm{sq}}=\frac{Q_1+Q_2-(Q_h-Q_s)}{u_{\mathrm{smes}}}$

$I_{\mathrm{sq}}=i_{\mathrm{sq}}+(u_{\mathrm{sref}}-u_{\mathrm{smes}})(K_{\mathrm{avcp}}+\frac{K_{\mathrm{avci}}}{s})$

其中：Q₁为整流换流站中换流单元H1的无功功率，Q₂为整流换流站中换流单元H2的无功功率，Q_h为整流换流站中滤波器和无功补偿器输出的总无功功率，Q_s为整流换流站电网所吸收的无功功率，u_sref为交流电压给定参考值，u_smes为整流变换站交流母线的线电压有效值，K_avcp为比例系数，K_avci为积分系数，s为拉普拉斯算子。

所述无功功率Q₁、Q₂通过下式计算得出：

$Q_1=U_{d1}{I}_{d1}\frac{\sin {2\mathrm{\&alpha;}}_1-\sin 2({\mathrm{\&alpha;}}_1+{\mathrm{\&mu;}}_1)+{2\mathrm{\&mu;}}_1}{\cos {2\mathrm{\&alpha;}}_1-\cos 2({\mathrm{\&alpha;}}_1+{\mathrm{\&mu;}}_1)}$

$Q_2=U_{d2}{I}_{d2}\frac{\sin {2\mathrm{\&alpha;}}_2-\sin 2({\mathrm{\&alpha;}}_2+{\mathrm{\&mu;}}_2)+{2\mathrm{\&mu;}}_2}{\cos {2\mathrm{\&alpha;}}_2-\cos 2({\mathrm{\&alpha;}}_2+{\mathrm{\&mu;}}_2)}$

其中：U_d1、U_d2分别为整流换流站中换流单元H1、换流单元H2的直流电压；I_d1、I_d2分别为整流换流站中换流单元H1、换流单元H2的直流电流；α₁、α₂分别为整流换流站中换流单元H1、换流单元H2的触发角；μ₁、μ₂分别为整流换流站中换流单元H1、换流单元H2的换相角。

所述的步骤B1中，通过直流电压控制策略计算出逆变换流站中d轴电流参考值I'_sd的具体实现算法如下：

${I^{\&prime;}}_{\mathrm{sd}}=({U^{\&prime;}}_{\mathrm{dmes}}-{U^{\&prime;}}_{3\mathrm{ref}})(K_{\mathrm{dvcp}}+\frac{K_{\mathrm{dvci}}}{s})\&times;{\mathrm{sig}}^{*}$

其中：U'_3ref为换流单元H3的直流电压给定参考值，sig^*为电压极性标志信号；K_dvcp为比例系数，K_dvci为积分系数，s为拉普拉斯算子；所述电压极性标志信号sig^*由如下公式确定：

${\mathrm{sig}}^{*}=\left\{\begin{array}{cc}1& {U^{\&prime;}}_{3\mathrm{ref}}\&GreaterEqual;0\\ -1& {U^{\&prime;}}_{3\mathrm{ref}}\&le;0\end{array}\right.$

所述的步骤B2中，通过交流电压控制策略计算出逆变换流站中q轴电流参考值I'_sq的具体实现算法如下：

${i^{\&prime;}}_{\mathrm{sq}}=\frac{{Q^{\&prime;}}_1+{Q^{\&prime;}}_2-({Q^{\&prime;}}_h-{Q^{\&prime;}}_s)}{{u^{\&prime;}}_{\mathrm{smes}}}$

${I^{\&prime;}}_{\mathrm{sq}}={i^{\&prime;}}_{\mathrm{sq}}+({u^{\&prime;}}_{\mathrm{sref}}-{u^{\&prime;}}_{\mathrm{smes}})(K_{\mathrm{avcp}}+\frac{K_{\mathrm{avci}}}{s})$

其中：Q'₁为逆变换流站中换流单元H1的无功功率，Q'₂为逆变换流站中换流单元H2的无功功率，Q'_h为逆变换流站中滤波器和无功补偿器输出的总无功功率，Q'_s为逆变换流站电网所吸收的无功功率，u'_sref为交流电压给定参考值，u'_smes为逆变换流站交流母线的线电压有效值，K_avcp为比例系数，K_avci为积分系数，s为拉普拉斯算子。

所述的无功功率Q'₁、Q'₂通过下式计算得出：

${Q^{\&prime;}}_1={U^{\&prime;}}_{d1}{I^{\&prime;}}_{d1}\frac{\sin {{2\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_1-\sin 2({{\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_1+{{\mathrm{\&mu;}}^{\&prime;}}_1)+{{2\mathrm{\&mu;}}^{\&prime;}}_1}{\cos {{2\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_1-\cos 2({{\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_1+{{\mathrm{\&mu;}}^{\&prime;}}_1)}$

${Q^{\&prime;}}_2={U^{\&prime;}}_{d2}{I^{\&prime;}}_{d2}\frac{\sin {{2\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_2-\sin 2({{\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_2+{{\mathrm{\&mu;}}^{\&prime;}}_2)+{{2\mathrm{\&mu;}}^{\&prime;}}_2}{\cos {{2\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_2-\cos 2({{\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_2+{{\mathrm{\&mu;}}^{\&prime;}}_2)}$

其中：U'_d1、U'_d2分别为逆变换流站中换流单元H1、换流单元H2的直流电压；I'_d1、I'_d2分别为逆变换流站中换流单元H1、换流单元H2的直流电流；α'₁、α'₂分别为逆变换流站中换流单元H1、换流单元H2的触发角；μ'₁、μ'₂分别为逆变换流站中换流单元H1、换流单元H2的换相角。

本发明的有益效果如下：

（1）本发明中换流单元H3采用基于FBSM的换流器，由于其具有有功无功解耦控制等能力，使得混合型三极直流输电系统具有有功无功部分解耦控制能力，同时，能够向无源网络输电，大幅度减少无功补偿设备，降低甩负荷引起的过电压。

（2）本发明采用改进直流电流控制MCC，能够维持过渡阶段三个极之间直流电流的平衡，抑制了接地极电流，能够有效延长接地极寿命。

（3）本发明采用交流电压控制AVC，能使该输电系统在过渡阶段实现无功功率就地平衡，维持所联接交流系统的电压，防止出现过电压或欠电压等问题。

附图说明

图1为现有传统三极式直流输电系统的结构示意图。

图2为本发明直流输电系统的结构示意图。

图3为十二脉动桥式晶闸管换流器结构示意图。

图4为基于FBSM换流单元的电路结构示意图。

图5为本发明三极直流的电压和电流调节特性。

图6为过渡阶段控制策略的控制框图。

图7(a)为本发明系统极1（P1）、极2（P2）和极3（P3）的直流电压响应曲线示意图。

图7(b)为本发明系统三个极的直流电流响应曲线示意图。

图7(c)为本发明系统极1（P1）和极2（P2）触发角响应曲线示意图。

图7(d)为本发明系统极1（P1）和极2（P2）关断角响应曲线示意图。

图8(a)为本发明直流系统传输的有功功率响应曲线示意图。

图8(b)为本发明直流系统无功功率响应曲线示意图。

图8(c)为本发明交流电压有效值响应曲线示意图。

图8(d)为本发明三个极传输的有功功率响应曲线示意图。

图8(e)为本发明三个极吸收的无功功率响应曲线示意图。

图9(a)为本发明接地电流响应曲线示意图。

图9(b)为本发明极3整流站和逆变站输出的有功电流响应曲线示意图。

图9(c)为本发明FBSM电容电压响应曲线示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案及其相关原理进行详细说明。

如图2所示，一种混合型三极直流输电系统，包括与送端交流电网连接的整流换流站和与受端交流电网连接的逆变换流站，整流换流站和逆变换流站均包括有一交流母线和三极换流系统，交流母线上均连接有滤波器和无功补偿器。交流母线与对应交流电网连接，三极换流系统通过换流变压器挂接于交流母线上；三极换流系统由三个换流单元H1～H3组成；换流单元H1直流侧正极端为三极换流系统的第一直流输电端口，换流单元H1直流侧负极端与换流单元H2直流侧正极端和换流单元H3直流侧负极端相连并接地，换流单元H2直流侧负极端为三极换流系统的第二直流输电端口，换流单元H3直流侧正极端为三极换流系统的第三直流输电端口；整流换流站的三个直流输电端口均通过直流输电线路与逆变换流站的三个直流输电端口对应连接。

直流输电端口与直流输电线路之间设有平波电抗器，用于平滑直流电流，缓解故障情况下直流电流的大幅度波动，减少来自线路上的操作过电压或雷击过电压对阀厅的损害。直流输电线路采用架空线。

整流换流站中的换流单元H1与逆变换流站中的换流单元H1共同组成了极1，同理，换流单元H2共同组成了极2，换流单元H3组成了极3。

三个换流单元H1～H3的交流侧均通过换流变压器接入送端交流电网或受端交流电网；与H1～H2相连的换流变压器为三绕组形式，接线方式为Y/Y/Δ，与H3相连的换流变压器的接线方式为Y/Δ。换流变压器用于将交流系统提供的三相交流电进行电压等级变换，它能承受直流偏置电压，并起到隔离直流偏置电压进入交流电网的作用，且隔离零序分量。

如图3所示，换流单元H1或换流单元H2采用十二脉动桥式晶闸管换流器。作用是将电压等级变换后的三相交流电转换为直流电；其每个桥臂串联多个晶闸管。

如图4所示，换流单元H3采用MMC，MMC采用三相六桥臂结构，每个桥臂由若干个换流子模块FBSM和一桥臂电抗器串联组成。

其中，FBSM由一电容C和四个IGBT管T1～T4组成；IGBT管T1的集电极与IGBT管T2的集电极和电容C的一端相连，IGBT管T1的发射极与IGBT管T3的集电极相连且为FBSM的一端，IGBT管T3的发射极与IGBT管T4的发射极和电容C的另一端相连，IGBT管T2的发射极与IGBT管T4的集电极相连且为FBSM的另一端；IGBT管T1～T4的门极均接收外部设备提供的PWM信号。

FBSM输出电压存在正、负和零三种电平，同时具有电流双向运行能力，由其级联构成的换流单元具有直流电压和直流电流双向运行能力，十分适合于三极式直流输电系统。

直流电压和直流电流的调节特性如图5所示，图中①表示电流调节过程1，图中②表示电压反相过程，图中③表示电流调节过程2。

与传统的直流输电系统不同，混合型三极直流输电系统的直流电压和直流电流在正常运行时并不是恒定不变的，而是可分为稳定阶段和过渡阶段。在稳定阶段三个极的直流电压和直流电流维持不变，而在过渡阶段，极1和极2的直流电流在最大值I_max和最小值I_min之间轮转，流过极3的直流电流在（I_max～I_min）和（I_min～I_max）之间轮转，极3的直流电压U_d需要反转。另外，为减少直流系统对交流系统引起的功率波动，直流电压和直流电流需要通过错时调节实现。因此，整个过渡阶段又可分为两个电流调节过程和一个电压反向过程。为较好地实现过渡过程，减少可能发生的过电压过电流等问题，需要采取相应的控制策略。

过渡阶段，极1和极2仅仅需要进行电流调节即可，可简单地通过电流指令值得改变实现。但极3的过程略显复杂，因此，过渡过程的控制策略主要围绕极3，即基于FBSM的换流器展开。图6为极3换流器的控制框图。

图6为该混合型三极直流输电系统的控制方法。

对于整流换流站中换流单元H3的控制，通过如下方式实现：

首先，通过改进直流电流控制策略（Modified Current Control，MCC）得到整流换流站中d轴电流参考值I_sd，步骤如下：

1）采集整流换流站中换流单元H3的直流电流I_dmes与直流电压U_dmes，并根据系统实际工况确定偏差量ΔX；若系统处于非电压反向过程时，则令偏差量ΔX=ΔI₃；否则，偏差量ΔX=ΔU₃；其中：

ΔI₃=I_3ref－I_dmes×sig

ΔU₃=（U_3ref－U_dmes）×sig

其中， $\mathrm{sig}=\left\{\begin{array}{cc}1& U_{3\mathrm{ref}}\&GreaterEqual;0\\ -1& U_{3\mathrm{ref}}<0\end{array}\right.$

在本实施例中，U_3ref=1pu，I_3ref=1pu。

2）根据以下公式对所述的偏差量ΔX进行PI调节，得到d轴电流参考值I_sd，即：

$I_{\mathrm{sd}}=\mathrm{\&Delta;X}\&times;(K_{\mathrm{mccp}}+\frac{K_{\mathrm{mcci}}}{S})$

本实施例中，若系统处于非电压反向过程，K_mccp=1，K_mcci=25；反之，K_mccp=5，K_mcci=100。

然后，通过交流电压控制策略（Alternating Voltage Control，AVC）得到整流换流站中q轴电流参考值I_sq，步骤如下：

1）采集整流换流站中换流单元H1、换流单元H2的直流电压U_d1、U_d2；整流换流站中换流单元H1、换流单元H2的直流电流I_d1、I_d2；整流换流站中换流单元H1、换流单元H2的触发角α₁、α₂；整流换流站中换流单元H1、换流单元H2的换相角μ₁、μ₂，通过计算得到整流换流站中换流单元H1、H2的无功功率Q₁、Q₂，即：

$Q_1=U_{d1}{I}_{d1}\frac{\sin {2\mathrm{\&alpha;}}_1-\sin 2({\mathrm{\&alpha;}}_1+{\mathrm{\&mu;}}_1)+{2\mathrm{\&mu;}}_1}{\cos {2\mathrm{\&alpha;}}_1-\cos 2({\mathrm{\&alpha;}}_1+{\mathrm{\&mu;}}_1)}$

$Q_2=U_{d2}{I}_{d2}\frac{\sin {2\mathrm{\&alpha;}}_2-\sin 2({\mathrm{\&alpha;}}_2+{\mathrm{\&mu;}}_2)+{2\mathrm{\&mu;}}_2}{\cos {2\mathrm{\&alpha;}}_2-\cos 2({\mathrm{\&alpha;}}_2+{\mathrm{\&mu;}}_2)}$

2）采集整流变换站中的交流母线电压得到其线电压有效值u_smes，整流换流站中滤波器和无功补偿器输出的总无功功率Q_h；整流换流站电网所吸收的无功功率Q_s，经过PI处理后整合无功功率Q₁、Q₂、Q_h、Q_s，得到q轴电流参考值I_sq，即：

$I_{\mathrm{sq}}=\frac{Q_1+Q_2-(Q_h-Q_s)}{u_{\mathrm{smes}}}+(u_{\mathrm{sref}}-u_{\mathrm{smes}})(K_{\mathrm{avcp}}+\frac{K_{\mathrm{avci}}}{s})$

本实施例中，u_sref=1pu，K_avcp=0.5，K_avci=100。

然后，采集整流换流站交流侧三相电压，对三相电压进行dq变换，得到d轴分量

及q轴分量

，采集整流换流站交流侧三相电流，对三相电流进行dq变换，得到d轴分量

及q轴分量，并将所得的d轴电流参考值I_sd与q轴电流参考值I_sq通过内环控制策略其计算三相内部电动势参考值e_mref，即：

$e_{\mathrm{mref}}=T_{23}[(K_p+\frac{K_i}{s})(I_{\mathrm{sdq}}-i_{\mathrm{sdq}}^{\mathrm{mes}})+{\mathrm{Zi}}_{\mathrm{sdq}}^{\mathrm{mes}}+u_{\mathrm{sdq}}^{\mathrm{mes}}]$

其中， $I_{\mathrm{sdq}}=\left(\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{sd}}\\ I_{\mathrm{sq}}\end{array}\right),i_{\mathrm{sdq}}^{\mathrm{mes}}=\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sd}}^{\mathrm{mes}}\\ i_{\mathrm{sq}}^{\mathrm{mes}}\end{array}\right),u_{\mathrm{sdq}}^{\mathrm{mes}}=\left(\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sd}}^{\mathrm{mes}}\\ u_{\mathrm{sq}}^{\mathrm{mes}}\end{array}\right),Z=\left(\begin{array}{cc}0& X_L\\ {-X}_L& 0\end{array}\right)$

$T_{23}=\left(\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\&theta;}\right)& -\sin \left(\mathrm{\&theta;}\right)\\ \cos (\mathrm{\&theta;}-2\mathrm{\&pi;}/3)& -\sin (\mathrm{\&theta;}-2\mathrm{\&pi;}/3)\\ \cos (\mathrm{\&theta;}+2\mathrm{\&pi;}/3)& -\sin (\mathrm{\&theta;}+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right),$ θ=ω₀t，ω₀为电网基波角频率，t为时间。

本实施例中，X_L=0.06H，ω₀＝2πf＝100π，比例系数K_p=2，积分系数K_i=20。

最后，将直流电压参考值U_dref除以2与三相内部电动势参考值e_mref相减得到上桥臂电压参考值u_pmref；将直流电压参考值U_dref除以2与三相内部电动势参考值e_mref相加得到下桥臂电压参考值u_nmref；将上桥臂电压参考值u_pmref和下桥臂电压参考值u_nmref通过调制（最近电平逼近调制技术）得到一组PWM信号，用以控制整流换流站中的换流单元H3，使得系统稳定运行。

对于逆变换流站中换流单元H3的控制，通过如下方式实现：

首先，采集逆变换流站中换流单元H3的直流电压测量值U'_dmes，通过直流电压控制策略（Direct Voltage Control，DVC）得到d轴电流参考值I'_sd，即：

${I^{\&prime;}}_{\mathrm{sd}}=({U^{\&prime;}}_{\mathrm{dmes}}-{U^{\&prime;}}_{3\mathrm{ref}})(K_{\mathrm{dvcp}}+\frac{K_{\mathrm{dvci}}}{s})\&times;{\mathrm{sig}}^{*}$

其中： ${\mathrm{sig}}^{*}=\left\{\begin{array}{cc}1& {U^{\&prime;}}_{3\mathrm{ref}}\&GreaterEqual;0\\ -1& {U^{\&prime;}}_{3\mathrm{ref}}\&le;0\end{array}\right.$

本实施例中，U'_3ref=1pu，K_dvcp=5，K_dvci=100。

然后，通过交流电压控制策略（Alternating Voltage Control，AVC）得到整流换流站中q轴电流参考值I'_sq，步骤如下：

1）采集逆变换流站中换流单元H1、换流单元H2的直流电压U'_d1，U'_d2，整流换流站中换流单元H1、换流单元H2的直流电流I'_d1，I'_d2；逆变换流站中换流单元H1、换流单元H2的触发角α'₁、α'₂；逆变换流站中换流单元H1、换流单元H2的换相角μ'₁、μ'₂，通过计算得到逆变换流站中换流单元H1、H2的无功功率Q'₁、Q'₂，即：

${Q^{\&prime;}}_1={U^{\&prime;}}_{d1}{I^{\&prime;}}_{d1}\frac{\sin {{2\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_1-\sin 2({{\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_1+{{\mathrm{\&mu;}}^{\&prime;}}_1)+{{2\mathrm{\&mu;}}^{\&prime;}}_1}{\cos {{2\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_1-\cos 2({{\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_1+{{\mathrm{\&mu;}}^{\&prime;}}_1)}$

${Q^{\&prime;}}_2={U^{\&prime;}}_{d2}{I^{\&prime;}}_{d2}\frac{\sin {{2\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_2-\sin 2({{\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_2+{{\mathrm{\&mu;}}^{\&prime;}}_2)+{{2\mathrm{\&mu;}}^{\&prime;}}_2}{\cos {{2\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_2-\cos 2({{\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_2+{{\mathrm{\&mu;}}^{\&prime;}}_2)}$

2）采集逆变换流站中的交流母线电压得到其线电压有效值u'_sref，逆变换流站中滤波器和无功补偿器输出的总无功功率Q'_h，逆变换流站电网所吸收的无功功率Q'_s，经过PI处理后整合无功功率Q'₁、Q'₂、Q'_h、Q'_s，得到q轴电流参考值I'_sq，即：

${I^{\&prime;}}_{\mathrm{sq}}=\frac{{Q^{\&prime;}}_1+{Q^{\&prime;}}_2-({Q^{\&prime;}}_h-{Q^{\&prime;}}_s)}{{u^{\&prime;}}_{\mathrm{smes}}}+({u^{\&prime;}}_{\mathrm{smes}}-{u^{\&prime;}}_{\mathrm{sref}})(K_{\mathrm{avcp}}+\frac{K_{\mathrm{avci}}}{s})$

本实施例中，u_sref=1pu，K_avcp=0.5，K_avci=100。

最后，通过内环控制策略及调制（最近电平逼近调制技术）得到另一组PWM信号，用以控制逆变换流站中的换流单元H3，使得系统稳定运行。该内环控制策略与整流换流站中的内环控制策略同理。

本实施例考虑到实际工程中子模块数目较为庞大，应采取低频调制方法。而最近电平逼近调制方法具有占用计算资源少，应用方便简洁等优势，故在此采用其作为调制方法。

为了进一步验证本实施方式的有效性和可行性，在电力系统电磁暂态仿真软件PSCAD/EMTDC中搭建相应的模型，额定功率为2000MW，其中，每一极的额定直流电压均为500kV，极1和极2轮换的直流电流I_max和I_min分别为2kA和1kA，极3的额定直流电流为1kA。送端和受端交流系统参数相同：电动势525kV，Z_ac=34.7∠80°Ω，短路比SCR为5；基于FBSM的换流单元每个桥臂含有250个子模块，子模块电容为7500μF，电容额定电压2kV，桥臂电感为37.2mH。

图7和图8给出了整流站系统稳态运行的仿真波形，其中，电压基准为500kV，电流基准为1kA，功率基准为500MW。根据要求，一般需要过渡阶段的时间为4s以上，正常阶段的时间为4～5分钟。为观察方便，仿真部分作了必要的改动，在t=2.0s时刻，系统状态已经稳定，2.0s～4.8s为第一过渡阶段，4.8s～7s为正常阶段，7s～9.8s为第二过渡阶段。

图7（a）为极1（P1）、极2（P2）和极3（P3）的直流电压，极1（P1）和极2（P2）的直流电压基本保持不变，极3（P3）的直流电压在过渡阶段实现反向。图7（b）为三个极的直流电流，极1（P1）和极2（P2）的直流电流在过渡阶段进行轮换，而极3（P3）的直流电流实现了反向，以维持功率传输的一致性。为了验证MCC控制器的有效性，以及反压过程中，电容电压的稳定性，图9给出了电压反向过程的仿真波形。图9（a）为接地电流，可以看出，接地电流的波动很小（-0.03pu～0.02pu）。图9（b）为整流站和逆变站控制器输出的有功电流，两者的响应特性非常接近，说明MCC能够使得整流站的控制特性较好地跟随逆变站，保证两侧直流电压相近，进而较好地维持极3的直流电流为0。图9（c）为子模块电容电压，反压期间，电容电压能够较好地维持在2kV左右。图7（c）和图7（d）分别是极1（P1）极2（P2）的触发角和关断角，伴随着直流电流的改变，极1（P1）和极2（P2）的触发控制角也依次发生轮换。整个调节过程不会出现过电压和过电流现象，能够保证系统的稳定性和可靠性。

图8（a）为交流系统传输的有功功率，在过渡阶段，有功功率会发生波动，波动范围为4.05pu～4.17pu，扰动量占稳定功率（4.12pu）的2.91%，在可接受范围内。图8（b）和（c）为交流系统吸收的无功功率，以及交流电压有效值（基准为525kV）。稳定阶段，交流系统吸收的无功功率为-0.11pu，在过渡阶段，无功波动为-0.13pu～-0.08pu，波动较小。交流电压有效值波动范围为0.9595pu～0.961pu，占交流稳定电压的0.16%，波动极小，也间接证明了过渡阶段无功功率波动很小。表明AVC控制器能够很好地实现无功就地平衡，维持PCC点的电压稳定。图8（d）和（e）为三个极吸收的有功功率和无功功率，可以看出，无功功率的变动和有功功率成正相关，功率变化平滑、无突变，有利于交直流系统稳定运行。

从上述具体分析及详细的仿真验证中可以看出，本实施方式与现有技术相比，优势突出，解决了目前传统换流器类直流输电系统所面临的多种问题，具有广阔的应用前景。

Claims (9)

1.一种混合型三极直流输电系统，包括整流换流站和逆变换流站；

所述的整流换流站和逆变换流站均包括有一交流母线和三极换流系统，所述的交流母线与对应交流电网连接，所述的三极换流系统通过换流变压器挂接于交流母线上；其特征在于：

所述的三极换流系统中的换流单元H3采用MMC。

2.如权利要求1所述的混合型三极直流输电系统，其特征在于：

所述的MMC采用三相六桥臂结构，每个桥臂由若干个换流子模块和一桥臂电抗器串联组成。

3.如权利要求2所述的混合型三极直流输电系统，其特征在于：

所述的换流子模块采用FBSM，所述的FBSM由一电容C和四个IGBT管T1～T4组成；其中，IGBT管T1的集电极与IGBT管T2的集电极和电容C的一端相连，IGBT管T1的发射极与IGBT管T3的集电极相连且为FBSM的一端，IGBT管T3的发射极与IGBT管T4的发射极和电容C的另一端相连，IGBT管T2的发射极与IGBT管T4的集电极相连且为FBSM的另一端；IGBT管T1～T4的门极均接收外部设备提供的PWM信号。

4.如权利要求1所述的混合型三极直流输电系统，其特征在于：

所述的整流换流站和逆变换流站的交流母线上均连接有滤波器和无功补偿器。

5.一种如权利要求1～4任一权利要求所述的系统的控制方法，其特征在于：

对于整流换流站中换流单元H3的控制，包括如下步骤：

A1.采集整流换流站中换流单元H3的直流电流I_dmes与直流电压U_dmes，通过改进型直流电流控制策略，计算得到d轴电流参考值I_sd；

A2.采集整流变换站的交流母线电压，通过交流电压控制策略，计算得到q轴电流参考值I_sq；

A3.根据所述的d轴电流参考值I_sd与q轴电流参考值I_sq，通过内环控制策略得到三相内部电动势参考值，根据三相内部电动势参考值，确定上桥臂三相电压参考值及下桥臂三相电压参考值；

A4.根据步骤A3中得到的上桥臂三相电压参考值及下桥臂三相电压参考值，通过调制得到一组PWM信号，用以控制整流换流站中的换流单元H3；

对于逆变换流站中换流单元H3的控制，包括如下步骤：

B1.采集逆变换流站中换流单元H3的直流电压U'_dmes，通过直流电压控制策略，计算得到d轴电流参考值I'_sd；

B2.采集逆变换流站的交流母线电压，通过交流电压控制策略，计算得到q轴电流参考值I'_sq；

B3.根据所述的d轴电流参考值I'_sd与q轴电流参考值I'_sq，通过内环控制策略得到三相内部电动势参考值；根据三相内部电动势参考值，确定上桥臂三相电压参考值及下桥臂三相电压参考值；

B4.根据步骤B3中得到的上桥臂三相电压参考值及下桥臂三相电压参考值，通过调制得到另一组PWM信号，用以控制逆变换流站中的换流单元H3。

6.如权利要求5所述的控制方法，其特征在于：

所述的步骤A1中，通过改进型直流电流控制策略计算d轴电流参考值I_sd的具体实现方式如下：

首先，根据系统实际工况确定偏差量ΔX；若系统处于非电压反向过程时，则令偏差量ΔX=ΔI₃；否则，偏差量ΔX=ΔU₃；其中：

ΔI₃=I_3ref－I_dmes×sig

ΔU₃=（U_3ref－U_dmes）×sig

其中：I_3ref为直流电流给定参考值，U_3ref为直流电压给定参考值，sig为电压极性标志信号；所述的电压极性标志信号sig由如下公式确定：

$\mathrm{sig}=\left\{\begin{array}{cc}1& U_{3\mathrm{ref}}\&GreaterEqual;0\\ -1& U_{3\mathrm{ref}}<0\end{array}\right.$

然后，根据以下公式对所述的偏差量ΔX进行PI调节，得到d轴电流参考值I_sd：

$I_{\mathrm{sd}}=\mathrm{\&Delta;X}\&times;(K_{\mathrm{mccp}}+\frac{K_{\mathrm{mcci}}}{S})$

其中：K_mccp为比例系数，K_mcci为积分系数，s为拉普拉斯算子。

7.如权利要求5所述的控制方法，其特征在于：

所述的步骤A2中，通过交流电压控制策略计算q轴电流参考值I_sq的具体实现算法如下：

$i_{\mathrm{sq}}=\frac{Q_1+Q_2-(Q_h-Q_s)}{u_{\mathrm{smes}}}$

$I_{\mathrm{sq}}=i_{\mathrm{sq}}+(u_{\mathrm{sref}}-u_{\mathrm{smes}})(K_{\mathrm{avcp}}+\frac{K_{\mathrm{avci}}}{s})$

其中：Q₁为整流换流站中换流单元H1的无功功率，Q₂为整流换流站中换流单元H2的无功功率，Q_h为整流换流站中滤波器和无功补偿器输出的总无功功率，Q_s为整流换流站电网所吸收的无功功率，u_sref为交流电压给定参考值，u_smes为整流变换站交流母线的线电压有效值，K_avcp为比例系数，K_avci为积分系数，s为拉普拉斯算子；

所述无功功率Q₁、Q₂通过下式计算得出：

$Q_1=U_{d1}{I}_{d1}\frac{\sin {2\mathrm{\&alpha;}}_1-\sin 2({\mathrm{\&alpha;}}_1+{\mathrm{\&mu;}}_1)+{2\mathrm{\&mu;}}_1}{\cos {2\mathrm{\&alpha;}}_1-\cos 2({\mathrm{\&alpha;}}_1+{\mathrm{\&mu;}}_1)}$

$Q_2=U_{d2}{I}_{d2}\frac{\sin {2\mathrm{\&alpha;}}_2-\sin 2({\mathrm{\&alpha;}}_2+{\mathrm{\&mu;}}_2)+{2\mathrm{\&mu;}}_2}{\cos {2\mathrm{\&alpha;}}_2-\cos 2({\mathrm{\&alpha;}}_2+{\mathrm{\&mu;}}_2)}$

其中：U_d1、U_d2分别为整流换流站中换流单元H1、换流单元H2的直流电压；I_d1、I_d2分别为整流换流站中换流单元H1、换流单元H2的直流电流；α₁、α₂分别为整流换流站中换流单元H1、换流单元H2的触发角；μ₁、μ₂分别为整流换流站中换流单元H1、换流单元H2的换相角。

8.如权利要求5所述的控制方法，其特征在于：

所述的步骤B1中，通过直流电压控制策略计算出逆变换流站中d轴电流参考值I'_sd的具体实现算法如下：

${I^{\&prime;}}_{\mathrm{sd}}=({U^{\&prime;}}_{\mathrm{dmes}}-{U^{\&prime;}}_{3\mathrm{ref}})(K_{\mathrm{dvcp}}+\frac{K_{\mathrm{dvci}}}{s})\&times;{\mathrm{sig}}^{*}$

其中：U'_3ref为换流单元H3的直流电压给定参考值，sig^*为电压极性标志信号；K_dvcp为比例系数，K_dvci为积分系数，s为拉普拉斯算子；所述电压极性标志信号sig^*由如下公式确定：

${\mathrm{sig}}^{*}=\left\{\begin{array}{cc}1& {U^{\&prime;}}_{3\mathrm{ref}}\&GreaterEqual;0\\ -1& {U^{\&prime;}}_{3\mathrm{ref}}\&le;0\end{array}\right..$

9.如权利要求5所述的控制方法，其特征在于：

所述的步骤B2中，通过交流电压控制策略计算出逆变换流站中q轴电流参考值I'_sq的具体实现算法如下：

${i^{\&prime;}}_{\mathrm{sq}}=\frac{{Q^{\&prime;}}_1+{Q^{\&prime;}}_2-({Q^{\&prime;}}_h-{Q^{\&prime;}}_s)}{{u^{\&prime;}}_{\mathrm{smes}}}$

${I^{\&prime;}}_{\mathrm{sq}}={i^{\&prime;}}_{\mathrm{sq}}+({u^{\&prime;}}_{\mathrm{sref}}-{u^{\&prime;}}_{\mathrm{smes}})(K_{\mathrm{avcp}}+\frac{K_{\mathrm{avci}}}{s})$

其中：Q'₁为逆变换流站中换流单元H1的无功功率，Q'₂为逆变换流站中换流单元H2的无功功率，Q'_h为逆变换流站中滤波器和无功补偿器输出的总无功功率，Q'_s为逆变换流站电网所吸收的无功功率，u'_sref为交流电压给定参考值，u'_smes为逆变换流站交流母线的线电压有效值，K_avcp为比例系数，K_avci为积分系数，s为拉普拉斯算子；

所述的无功功率Q'₁、Q'₂通过下式计算得出：

${Q^{\&prime;}}_1={U^{\&prime;}}_{d1}{I^{\&prime;}}_{d1}\frac{\sin {{2\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_1-\sin 2({{\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_1+{{\mathrm{\&mu;}}^{\&prime;}}_1)+{{2\mathrm{\&mu;}}^{\&prime;}}_1}{\cos {{2\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_1-\cos 2({{\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_1+{{\mathrm{\&mu;}}^{\&prime;}}_1)}$

${Q^{\&prime;}}_2={U^{\&prime;}}_{d2}{I^{\&prime;}}_{d2}\frac{\sin {{2\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_2-\sin 2({{\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_2+{{\mathrm{\&mu;}}^{\&prime;}}_2)+{{2\mathrm{\&mu;}}^{\&prime;}}_2}{\cos {{2\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_2-\cos 2({{\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}}_2+{{\mathrm{\&mu;}}^{\&prime;}}_2)}$

其中：U'_d1、U'_d2分别为逆变换流站中换流单元H1、换流单元H2的直流电压；I'_d1、I'_d2分别为逆变换流站中换流单元H1、换流单元H2的直流电流；α'₁、α'₂分别为逆变换流站中换流单元H1、换流单元H2的触发角；μ'₁、μ'₂分别为逆变换流站中换流单元H1、换流单元H2的换相角。

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