CN103326592A - 控制功率半导体器件阀组的电源装置 - Google Patents

Abstract

一种控制功率半导体器件阀组的电源装置，包括电源、电源变压器、电压调节器、电抗器和补偿电容器，所述电源变压器一次绕组的串联回路是以一个或是多个从高压绝缘过来的导线穿过电源变压器磁环形式出现的，电源变压器的二次绕组经过与之对应的电压调节器的控制元器件的输入端相连；电抗器与经过电源变压器一次侧绕组串联回路与电源的输出端相连， 补偿电容器直接并联在电源的输出端；所述的电源是以正弦电压曲线的形式出现的。该装置在简化并提高了安全运行的同时，降低了整流损耗以及减小了出现在元器件上干扰，可以用于半导体器件构成的一个高压阀组也可以用于几个高压阀组。

Description

控制功率半导体器件阀组的电源装置

技术领域

本发明是在电力电子行业内以动力电子技术为基础，控制功率半导体器件（SCR, GTO, IGCT, IGBT以及其它）构成一个或是几个高压阀组的电源装置。

背景技术

背景技术中，专利US 4,747,036, Int. Cl. HO2H 7/125中，见该参考专利的图1，在电源光隔离回路11到14上串联有可关断可控硅GTO 1到4，包括电源AC100；隔离变压器111到114，在每一个隔离变压器上都有光隔离回路（11到14），并且串联有整流器回路和DC调节器（在图1中并没有指示，但是正文中提到），每个隔离变压器111...114输入端与AC100电源的端出端相连，而输出端与光隔离回路11...14的整流器回路输入端相连。

在这个专利中有下列不足之处：它的难点是在每一个隔离变压器111...114上的一次绕组与二次绕组之间的绝缘必需在可关断可控硅 1...4的动力串联回路上的完整电压进行工作，当可关断可控硅的数量很多时，即工作电压增加就很难在现实中实现。在隔离变压器111...114的一次与二绕组之间的大量分布电容极大影响每个可关断可控硅在整流过程中的控制，降低了整个装置的安全性。所以在使用中要避免这点。

专利US 7,009,853 B2, Int. Cl. H02M 3/335公开了一种具有整流作用控制串联动力开关器件构成高压阀组的电源装置，它包括有交流电源；有整流作用的电源变压器控制每个原器件；有整流作用的电源变压器一次侧绕组是串联回路，它是以高压导线穿过有整流作用的电源变压器磁环形式出现的，并且连接在交流电源的输出端；对于每个有整流作用的电源变压器包括有输出电压调节器，调节器由整流器组成，并且连接在有整流作用电源变压器的二次侧绕组上；还包括输出电容器和电子开关，整流器的输出端与电容器的输出端相连或者是与整流器输出端的旁路相连，电源变压器至少有一个附加绕组，除此之外交流电源是以降压变频器形式出现的。装置的具体接线形式见图3，交流电源WQ中包括正直流降压变频器（开关Q，电感线圈L，二极管D，调节系统PWM），在输入端有直流电压源GQ，在输出端有开关Qa, Qb, Qc和Qd，并且它们是以桥的形式连接，表示每个都为独立的电流逆变器，除此之外还有二极管DCL，就是连接在直流降压变频器输出端和它的输入端上。在这个专利的正文中指出电源是以谐振变频器的形式出现的。

这个专利中有下列不足之处：当有整流作用的电源变压器数量增加并且连接导线长度过长时，特别是，如果是在由多个高压阀组结构的情况下交流电源WQ会有附加的分布电感。在此时系统中的交流电源WQ会有负载，区别于电压源的特性，当电流逆变器（Qa, Qb, Qc和Qd）极性方向发生改变时电流不能快速的发生变化。而因为直流降压变频器（Q, L, D, PWM）有很高的输出阻抗，它确定了线圈L的电感，部分从直流降压变频器输出端过来的输出电流经过二极管DCL的输入回到了反方向。对于想要交流电源WQ更高效地工作就需要在直流降压变频器上（Q, L, D, PWM）有更高的电压VDC，并且独立电流逆变器上的整流开关Qa, Qb, Qc 和Qd要有很低的频率，这样就使整个装置的电源变压器体积增大并且重量也会很大。增大交流电源的功率就会降低它的安全性。当上述独立电流逆变器在有功电感负载条件下工作时，并且电源变压器一次绕组由多个串联连接，高压阀组由若干个构成同时连接导线长度很长的情况下，整流开关Qa, Qb, Qc和Qd上的电磁干扰很大，影响系统中各种电子元件的正常工作。如果在电源上使用谐振变频器，电流经过开关的输出端时数值会很大， 经过这些开关元件部分能量在电感与电容之间的谐振转换需要与之相对应的电流进行选择计算。必需要指出的是一个交流电源WQ只能保证一个有整流作用的电源变压器一次侧绕组的串联连接，不能保证在并联连接时若干个动力阀组的正常工作。

发明内容

本发明的目的是提供一种控制功率半导体器件阀组的电源装置，该装置在简化并提高了安全运行的同时，降低了整流损耗以及减小了出现在元器件上干扰，可以用于半导体器件构成的一个高压阀组也可以用于几个高压阀组。

为实现上述目的，本发明通过以下技术方案实现：

一种控制功率半导体器件阀组的电源装置，包括电源、电源变压器、电压调节器，所述的电源变压器有一个或是多个二次绕组；所述的电压调节器的数量与电源变压器数量一致，每个电压调节器都包括有整流器、输出电容器和旁路元器件，整流器输入端即为电压调节器的输入端，输出电容器并联在电压调节器的输出端，旁路元器件或者并联在整流器的输入端，或者并联在整流器的输出端；所述电源变压器一次绕组的串联回路是以一个或是多个从高压绝缘过来的导线穿过电源变压器磁环形式出现的，电源变压器的二次绕组经过与之对应的电压调节器的控制元器件的输入端相连；该装置还包括电抗器和补偿电容器，电抗器与经过电源变压器一次侧绕组串联回路与电源的输出端相连， 补偿电容器直接并联在电源的输出端；所述的电源是以正弦电压曲线的形式出现的。

所述电抗器电感量的选择要考虑到电源变压器一次侧绕组的串联回路上的电感量，补偿电容器的电容值选择要考虑到从电抗器的串联回路过来的并联谐振电流以及电源变压器一次侧绕组在电源频率上的情况。

所述电源变压器是以电流互感器形式出现的； 所述电源包括串联的调压器和耦合变压器，调压器输入端与系统的交流电压源相连；所述的电源还可以是另外一种形式，该电源包括带有宽脉冲调节器的独立电压逆变器、无功功率检测器、功率形成器，所述的无功功率检测器为电流传感器或电压传感器，传感器输入端与电源输出回路相连，传感器的输出端与功率形成器输入端相连。

本发明专利中的电抗器和补偿电容器在经过电源变压器一次绕组串联回路后按正弦电流值稳定地产生电源的正弦输出电压曲线。这个电流值基本上不取决于控制元件的工作状态，而取决于电源变压器的工作状态，基本上等同于电流互感器的工作状态。电抗器的电感量选择必需要考虑导线的电感量和电源变压器一次侧绕组串联回路的漏电感值（这样可以减轻电抗器的负担，特别是电源需要控制更多数量的高压阀组时）。补偿电容器电容值的选择要考虑到电容器和串联电抗器，连接导线以及电源变压器一次侧绕组之间的并联谐振电流在电源基频上的情况。在电抗器回路上流过的电流很大，但是很稳定，而在电源回路中流过的有功电流值小。所以电源输出端的功率小于电抗器的功率或者补偿电容器的功率，小于10 - 20倍或是更多，需要的功率等于动力半导体器件的控制元件的功率。电抗器和补偿电容器非常简单并且由不贵的元件构成，具有高安全性和体积小的特点。当有大电流通常电抗器和补偿电容器时，不会影响整个装置的安全运行。如果在选择电抗器和补偿电容器控制元件电源时，外形和尺寸不会影响任何事物，特别是在用于可控硅阀组TCR和TSC的等效检测实验站时（这是实验装置，并且是唯一的），可以使用调压器并且是在系统电源频率上工作。在这种情况下对动力可控硅的驱动电源要经常的开断和检测并且要简单安全地进行操作就具有的很大的优势。在电源频率很高的情况下要减小电抗器，补偿电容器（损耗过大并不明显）和电源变压器的尺寸。可是使用400 Hz的系统电源（如果有）。独立电压逆变器的电源可以使用IGBT或者MOSFE开关原器件，以桥或者是半桥的形式连接，能够得到的频率为(0.44 - 10) kHz 或者更高频率。选择理想的电源频率决定了电抗器，补偿电容器和电源变压器的体积和成本。需要指出的是因为在电源输出端为正弦交流电压曲线所以设备的电磁干扰水平很低。独立电压逆变器上的高次谐波经过输出滤波器通过导线流向补偿电容器，补偿电容器消除了这些谐波，之后在连接导线和在电源变压器高压电缆上没有高次谐波。在无功功率传感器或者是电流传感器的帮助下，有效地实现了电源频率在并联补偿电容器和串联电抗器，连接导线以及电源变压器高压电缆在谐振频率上的频率调整。这个传感器是宽脉冲调节器，通过调节器信号在独立电压逆变器的输出端调节电压基频，以及调节电源频率。如果到补偿电容器和电抗器上的连接导线很长，在电源基频调节的助下可以对在电抗器上的电压进行校正，电流也是如此。这里要特别指出的是一个电源可以同时控制若干个并联系统，每个系统都有上述的补偿电容器和与电抗器相串联的电源变压器一次绕组，它们是为了控制与之相对应的动力半导体元器件。所以由动力半导体器件构成的阀组可是几个串联的，同样也可以是几个并联的。

本发明的有益效果是：该装置在简化并提高了安全运行的同时，降低了整流损耗以及减小了出现在元器件上干扰，可以用于半导体器件构成的一个高压阀组也可以用于几个高压阀组。

附图说明

图1是本发明的整体结构电气原理图。

图2-a是电压调节器一种形式的电气原理图。

图2-b是电压调节器另一种形式的电气原理图。

图3-a是电源一种形式的电气原理图。

图3-b是电源另一种形式的电气原理图。

图4是可调节直流电压源的电气原理图。

图5是宽脉冲调节器的电气原理图。

图6是本发明电压电流时序图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体技术内容作进一步详细描述。

见图1，控制功率半导体器件串联阀组的电源装置，包括电源1；补偿电容器2；电抗器3； N个电源变压器，它们是以不带一次绕组的电流互感器形式出现的，分别标注为4（1），4（2），...4（N）；N个电压调节器（VR）5（1），5（2），...5（N），每个电压调节器的输入端都和与之相对应的电流互感器4（1），4（2），...4（N）的二次绕组6（1），6（2），...6（N）的输出端相连接，电压调节器的输出端和与之相对应的控制动力半导体器件阀组的电源元件的输入端相连接（在图1中没有显示）；从高压绝缘过来的导线即高压电缆7，它穿过了电流互感器4（1），4（2），...4（N）的磁环并且与电流互感器4（1），4（2）...4（N）的串联一次绕组7（1），7（2），...7（N）形成回路；保护电容器8连接在高压电缆7的引出端（:A）和（:B）之间，电抗器3经过高压电缆7连接在电源1的输出端上，补偿电容器2直接串联在电源1的输出端。对于半导体器件构成的一个阀组来说从高压绝缘过来的导线可以使用一根完整的高压电缆，同样如果是几个阀组，每个阀组都是一根从高压绝缘过来的完整的电缆，电缆与电缆之间即阀组与阀组用导线连接。

见图2-a、图2-b，每个电压调节器5（K），K=1，2，…N，是以二极管整流器9的形式出现的，整流器9的输入端与电压调节器5（K）的输入端相连，整流器输出端与电容器10相连，电容器10并联在电压调节器5（K）的输出端；旁路元器件以及其它补充保护控制元器件可以按（图2-a或图2-b）来完成。

电压调节器5（K），按图2-a工作时，有三端双向可控硅开关元件11，第一个和第二个动力电极与整流器9的输入端并联（引出端“~”），保护电阻12和电容器13连接在三端双向可控硅开关元件11的第一个动力极与控制极之间， 双向稳压管14连接在三端双向可控硅开关元件11的第二个动力极和控制极之间，除此之外二极管整流器9的输出端引线正极“+”和负极“-”和与之相对应的电容器10的极性相一致进行连接。

电压调节器5（K）按图2-b进行工作时，在旁路回路中设有三极管元件15（MOSFET）、二极管16和宽脉冲调节器17（PWM），三极管元件15与整流器9的输出端并联，整流器9的正极引线端“+”与二极管16的阳极—相连，并与对应电容器10的输出端极性一致，整流器9的负极引线端“-”与对应的电容器10的输出端极性一致。所述宽脉冲调节器17的输入端与电容器10的输出端并联，宽脉冲调节器17的输出端与半导体开关元件15的控制输出端连接。在二极管16的位置上也可以使用三极管（MOSFET），它的控制极引线与宽脉冲调节器17的输出端相连。此外，为了更加简化旁路元件在整流器9的输入端上的可以使用双极性稳压管，在输出端使用普通的稳压管。

见图3-a和图3-b，当电源1以图3-a的形式出现时，电源1包括串联连接的调压器18和耦合变压器20，调压器18的输入端与开关19连接，连接到带有交流电压为v_S(θ_S)的电源系统。当电源1以图3-b的形式出现时，在调压器18的位置上可以用带有电源电容器22的可调节直流电压源21进行替换，输出滤波器24，它是以LC型滤波器的形式出现的，无功功率检测器25；同时，带有交流电压v_S(θ_S) 的电源系统与开关19串联连接， 可调节直流电压源21，所述独立电压逆变器23和与耦合变压器20的一次绕组相连接的输出滤波器24；独立电压逆变器23是以桥臂上带有半导体开关元件26，27，28和29（MOSFET带有反向二极管）以及宽脉冲调节器30（PWM）形式出现的，输出端与半导体开关元件26，27，28和29的控制极引线相连； 无功功率检测器25包括功率形成器31，功率形成器31输出端与独立电压逆变器23上的宽脉冲调节器30的输入端相连；电流传感器32和电压传感器33的输入端与耦合变压器20的二次绕组相连，输出端与对应功率形成器31的输入端相连。电流传感器32和电压传感器33也可以连接在耦合变压器20的一次侧绕组，即输出电容器24的输出端。功率形成器31可以在输入端和输出端放置带有低频滤波器的乘法器，并且在输入端的电压信号应该包括90度的相移环节。

见图4，直流电压源调节器21包括有：直流电压源34（它是以串联有软启动回路，二极管整流器回路及滤波器和电容器的形式出现的），输入端是可调节直流电压源21的输入端；第一个惯性环节35（它是运算放大器的形式出现的）；宽脉冲调节器36（PWM）；半导体开关元件37（MOSFET），它的控制引线与带有宽脉冲调节器36的输出端连接；基准电压源38（它是在调节器上以TL431形式出现的），输入端与直流电压源34的输出端相连，输出端与经过第一个惯性环节35到宽脉冲调节器36输入端正极（+）连接；二极管39；扼流圈40（电感线圈）和 分压器41，分压器41输入端与可调节直流电压源21的输出端连接，而分压器41输出端与带有宽脉冲调节器36上的逆变输入（-）极相连；也就是说直流电压源34上的正极引线（+）经过半导体开关元件37和二极管39的阴极相连，经过扼流圈40与直流电压源调节器21的正极引线（+）相连， 负极引线（-）与二极管39的阳极和直流电压源34上的负极引线（-）相连。在图5显示的是宽脉冲调节器30的原理图，它串联有功率调节器42（比例积分调节器），压频转换器43，二进制计数器44和在输出端带有第一个驱动46和第二个驱动47的代码转换器45，需要说明的是代码转换器45的第一个输出端分别与第一个驱动46上面的输入和第二个驱动47下面的输入相连，它们分别对应独立电压逆变器23（见图3）桥臂中的上部半导体开关元件26和下部半导体开关元件29，而代码转换器45的第二个输出端分别与第一个驱动46的下部输入和第二个驱动47的上部输入相连，同样，它们分别到独立电压逆变器23（见图3）桥臂中的下部半导体开关元件27和上部半导体开关元件28。

在图6中显示的是装置在控制元件最大功率消耗情况下电压电流时序图：v₁(θ)——在电源1输出上的电压，这里 V_M——幅值电压v₁(θ)；v_L(θ)——电抗器3电感量上的压降总和，高压电缆7上的电感量（所有连接导线）和电流互感器一次绕组7(1), 7(2), … 7(N)上的漏电感；e_∑(θ)——电流互感器一次绕组7(1), 7(2), … 7(N)上的电动势总合，这里E_M——电动势e_∑(θ)的幅值；i₁(θ)——在电源1输出上的电流；i₂(θ) ——补偿电容器2上的电流； i₃(θ)——电抗器3回路上的电流；

i₀(θ)——电流互感器4(1), 4(2), … 4(N)磁环上的磁化电流，这里I_0M ——幅值电流 i₀(θ)；i_6K(θ)·W_6K——电流互感器4（K）二次绕组6（K）上的电流，简化到一次侧，这里 W_6K——二次侧绕组6（K）匝数，K = 1, 2, … N.，这里θ=ω·t，ω=2·π·f，f ——电源1的频率 ， t ——实际时间； λ ——电流互感二次侧绕组6（K）上电流脉冲长度； ——相对于电源电压v₁(θ)电抗器3上的电流相移i₃(θ)。

控制动力半导体器件阀组的电源装置按以下顺序进行工作。电源1（见图1）形成正弦电压v₁(θ)，与电抗器3，高压电缆7以及电流互感器4(1), 4(2), … 4(N)的一次绕组7(1), 7(2), … 7(N)串联连接，流过的电流为i₃(θ)。因为电源1的频率接近于20 kHz，电流互感器4(1), 4(2), … 4(N)绕组上的分布电容不会对电磁能量的传递产生影响，所以在对装置工作进行分析时不考虑这点。电流互感器4（K）对电流i₃(θ)进行处理，这里K = 1, 2, … N，在二次绕组6(K)上标有相对应的电流值。

i_6K(θ)=[i_0K(θ)-i₃(θ)]/W_6K,(1)

这里i_0K(θ)——电流互感器4（K）磁环的磁化电流

从二次侧绕组6（K）过来 的电流i_6K(θ)到达电压调节器5（K）的输入端（见2a和2b），经过了整流器9并给输出电容器10进行了充电，电压调节器5（K）输出端的电压V_5K即为电压调节器的电压。这里输出电压V_5K为平均值。通过旁路剩余电流i_6K(θ)调节电压V_5K到额定值，或者直接到整流器9（三端双向可控硅开关元件11见图2-a），或者在整流器9之后（三极管15见图2-b）。输出电容器10的电容值在输出电压V_5K的波动ΔV_5K不能高于最大电流I_5K的最大允许值，这个值就是动力半导体器件构成阀组的控制元件所需的。（在图1中没有显示）

三端双向可控硅开关11（见图2-a）实现了当电压达到最大值时每个正半波和负半波的电压为v_6K(θ)：

$V_{6\mathrm{MK}}\≅V_{14}+V_{G11},---\left(2\right)$

这里， V₁₄——双向稳压管14的稳定电压；

V_G11——三端双向可控硅开关11控制转换p-n的压降；

在电压v_6K(θ) 的影响下幅值V_6MK 经过双向稳压管14和三端双向可控硅开关11的控制转换p-n开始流过电流。三端双向可控硅开关11导通，分流了二次绕组6（K）上长度为半个周波的电流i_6K(θ)。因此在输出电容器10和电压调节器5（K）输出端上的电压不是很高，平均值为：

$V_{5K}\≅V_{6\mathrm{MK}}-\mathrm{\Δ}{V}_9-\mathrm{\Δ}{V}_{5K}/2,---\left(3\right)$

这里ΔV₉—— 二极管整流器9上的压降

保护电阻12和电容器13并联在三端双向可控硅开关11的控制p-n转换之间，目的是为分流干扰和消除三端双向可控硅开关11的假动作。在三端双向可控硅开关11的帮助下调节电压V_5K可以使频率f达到几千赫兹。

对于更高频率f来说就需要使用图2-b的原理图，通过三极管15来完成对宽脉冲调节器17的控制（PWM），并且把电压调节器5（K）输出上的电压V_5K调节到给定值。二极管16在三极管15导通的情况下联锁输出电容10的放电。在二极管16的位置也可以用MOSFET三极管进行替换。在图2-b中的电压调节器5（K）用到的公式为：

$V_{6\mathrm{MK}}\≅V_{5K}+0.5\·\mathrm{\Δ}{V}_{5K+}\mathrm{\Δ}{V}_{16}+\mathrm{\Δ}{V}_9,---\left(4\right)$

这里，ΔV₁₆——二极管16上的压降

需要指出的是，在电压调节器5（K）上的旁路元件可是使用双向稳压管或者是普通稳压管，并联在整流器9的输入或是整流器9的输出，相应地也不需要控制回路。在这种情况下旁路元件上的有功损耗（稳压管）会有些大。但是稳压管做为旁路元件保证了电压调节器5(1)，5(2)， ... 5(N)的对称工作，也消除了电流互感器4(1)，4(2)，…4(N)的铁芯饱合。

电源1上的电压v₁(θ) 幅值为V_M和电抗器3上的电感量L₃（要考虑到高压电缆7和电流互感器一次绕组的漏电感值，即L₇）在计算选择时要保证在检测功率的所有范围内电抗器3的稳定电流幅值为i₃(θ)，功率是经过电压调节器5(1)，5(2)，… 5(N)控制元件产生的。同时这也使电压调节器5(1),，5(2)，… 5(N)稳定并有保障地工作。电抗器的电流i₃(θ)只有很少量的高次谐波，基本上是正弦曲线。在上描述中电抗器3的电流中含有的电感量幅值i_3L(θ)要大于电流中所含的有功电感量幅值i_3R(θ)(i₃(θ)=i_3L(θ)+i_3R(θ))。电抗器3的电流中含有电感量i_3L(θ)，对补偿电容器2产生的容性电流i₃(θ)进行了补偿，即，，电源1的电流基本上等于有功组成：

，就是说电源1的功率和所承受从负载侧来的干扰是最小值。电源1实际上完成起来是很容易的。并且电源1是放在控制柜中的，而电抗器3和补偿电容器2直接地放在阀组旁边。

保护电容器8与高压电缆引出端:A和:B相连接，分流短的微秒级过电压，在动力半导体器件整流时引发电流互感器4(1)，4(2)，... 4(N)一次绕组和二次绕组之间分布电容的充电和放电，保护电抗器3是保护绝缘被击穿，它的自身电容很小并且不影响工作过程。用于减小高频对电源1的影响可以在保护电容器8的位置上替换成半导体电压限制器或者是RC回路。

下面就简单地解释装置的工作原理：

1)电流互感器4(1)，4(2)，... 4(N)拥有一样的结构：

——二次绕组线圈匝数W₆₁ = W₆₂ = … = W_6N = W₂;

——所有的铁芯是由相同材质构成（带有平均磁通量μ_A）保证电源1在相对应的频率f工作时的电磁特性；

——铁芯的截面积 S₄₁ = S₄₂ = … = S_4N = S；

——铁芯的平均长度 l₄₁ = l₄₂ = … = l_4N = l_A，

2) 电压调节器5(1)...5(N)有相同的输出电压V₅₁ = V₅₂ = … =V_5N = V₅，

3)电压调节器5(1)，5(2)，... 5(N)的输出电流平均值，即控制元件所需的电流平均值等于：

I₅₁ = I₅₂ = … = I_5N = I₅

在这种情况下电流互感器二次侧绕组6(1)，6(2)，… 6(N)的瞬间电压为：v₆₁(θ) = v₆₂(θ) = … = v_6N(θ) = v₆(θ)，电流互感器二次绕组6(1)，6(2)，… 6(N)的瞬间电流为：i₆₁(θ) = i₆₂(θ) = … = i_6N(θ) = i₆(θ)。

我们考虑到装置功率负载在临界状态时，电压调节器5（K）在输出电压V_5K的额定值情况下给出最大电流I_5K，经过电压调节器5（K）上分流元件（三端双向可控硅开关11见图2-a或者三极管15见图2-b）的电流等于零。在这种情况下电流互感器4（K）的二次绕组6（K）上的电流i_6K(θ)完全没有限制，并给电压调节器5（K）上的输出电容器10充电。

如果由于电源频率较小在(0.05 ÷ 20) kHz之间，有功阻抗和二次绕组6(1)…6(N)的漏电感量忽略不计，那么电流互感器一次绕组7(1)，7(2)，… 7(N)的总电力势为

$e_{\mathrm{\Σ}}\left(\mathrm{\θ}\right)\≅-\underset{K=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\frac{v_{6K}\left(\mathrm{\θ}\right)}{W_{6K}}=-\frac{v_6\left(\mathrm{\θ}\right)}{W_2}\·N---\left(5\right)$

上述公式出现的电动势e_Σ(θ)在时序图6中有显示。电流i_6K(θ)从

到的范围内流过，这里k = 0, 1, 2, ...，电流互感器4(1)…4(N)的一次绕组实际电动势e_Σ(θ)与电流i_6K(θ)的极性是一致的，幅值等于：

$E_M\≅\underset{K=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\frac{V_{6\mathrm{MK}}}{W_{6K}}=\frac{V_{6M}\left(\mathrm{\θ}\right)}{W_2}\·N.---\left(6\right)$

电流互感器4(1)，4(2)，… 4(N)一次绕组的电动势e_Σ(θ)和电流脉冲i_6K(θ)之间的间隔从

到

由-E_M·(-1)^k 到 +E_M·(-1)^k变化。

到电抗器3，高压电缆7以及电流互感器一次绕组7(1), 7(2), …7(N)漏电感量叠加的电压是：

v_L(θ)=v₁(θ)+e_Σ(θ)=V_M·sinθ+e_Σ(θ),(7)

图6中显示有电压时间曲线v₁(θ)和v_L(θ)。

在电压v_L(θ)的作用下经过带有电感量为L=L₃+L₇的回路，再经过电抗器3，从

 到

的范围内流过电流，公式如下：

电流i₃(θ)的移相角度

经过电抗器3相对于电压v₁(θ)在从 到

的间隔中确定电压v_L(θ)的积分值，电动势e_Σ(θ)在从

 到的范围内有下面的线性关系：

在电动势e_Σ(θ)的影响下从

 到

的范围内等于E_M,在电流互感器4(1), 4(2), … 4(N)流过铁芯的磁化电流具有非线性特性（在图6中见曲线i₀(θ)），它可以近似于线性关系：

$i_0\left(\mathrm{\θ}\right)\≅\frac{E_M\·{(-1)}^k}{\mathrm{\ω}\·L_0}\·\mathrm{\θ},---\left(10\right)$

这里，

$L_0=\frac{{\mathrm{\μ}}_A\·S\·{W_1}^2}{l_A}\·N;---\left(11\right)$

W₁——电流互感器一次绕组7(1…N)线圈匝数，W₁ = 1。

磁化电感平均值可以用

来确定，这里I_0M——磁化电流幅值，等于在时间

上的电流i₃(θ)，即 

。在I_0M≤0.15·V_M/(ω·L)情况下电流i₆(θ)半个周波长度为：

$\mathrm{\λ}\≅\frac{V_M\·\mathrm{\π}\·L_0}{V_M\·L_0+E_M\·L}---\left(12\right)$

从公式（8）和（10）以及公式（1）得到更大的控制元件消耗的平均电流值I_5M,简化到电流互感器4(1...N)一次侧

公式（13）是用来确定电抗器必要电感量的标准，就象L₃=L-L₇。

在装置中必需要有补偿电容器2和带有尽可能最小功率的电抗器，这样才能使电源1的电压值最小。对于在图3-а中出现的第一种方式电源1是按V_M/E_M≥10进行选择的，当电动势e_Σ(θ)在从零到E_M幅值变化时，电抗器3的变化电流δ_I = 0.05 (λ≥0.9·π)；对于第二种方式图3-b中出现的电源1是按V_M/E_M≥8.5进行选择的。对电源1的电压进行更精确地选择，需要考虑到补偿电容器2和电抗器3的体积重量以及成本因素。

经过电抗器3的电流中有功有效值和电感有效值见以下公式：

电抗器3的电流I_3L里包含了近似于稳定值的电感量补偿了电容器2上的容性电流：

$I_2=\frac{V_M}{\sqrt{2}}\·\mathrm{\ω}\·C---\left(16\right)$

当

在图3-а中的第一种方式里电源1形成了电压v₁(θ) ，直接地从电源网络得到带有为v_S(θ_S)的电压，举例，电压220V频率50 Hz，这里θ= θ_S = 50 Hz。导通开关19电压v_S(θ_S)经过串联的调压器18和耦合变压器20到达电源1的输出上。在调压器18的帮助下电源1从零平滑地调节到额定电压值v₁(θ)。耦合变压器20在电源1的输出端对电源网络中的电压v_S(θ_S)进行隔离。

在图3-b中电源1以另一方式形成了电压v₁(θ)。电源网络电压v_S(θ_S)经过在可调节直流电压源21输入上的开关19，在导通阶段实现电源电容22平滑充电到达电压V₂₁，之后稳定这个电压。直流电压V₂₁在独立电压逆变器23和滤波器24转变成正弦交流电压，在电源1的输出上经过耦合变压20时是以v₁(θ)=V_M·sin(2·π·f)的形式出现的。在这种情况下可调节直流电压源21上给出了幅值为V_M的电压v₁(θ)到电源1上，而独立电压逆变器23频率——f可以在无功功率检测器25的帮助下对进行校正。

在图4中显示的是可调节直流电压源21的电气原理图。当开关19导通，交流电压v_S(θ_S)到达了直流电压源34的输入端，在它的输出端形成了直流电压V₃₄（以二极管整流器和电容滤波器的形式出现的，在图4中没有显示）。基准电压源38得到能量并且经过第一个惯性环节35形成给定输出电压，这个输出电压在导通时刻按指数曲线从零平滑地增长到V_R。分压器41连接在可调节直流电压源21的输出端，并形成了反馈信号V。给定信号V_R和反馈信号V分别进入了宽脉冲调节器36的正极（+）和逆变极（-），与错误信号进行对比并形成脉冲用于对半导体元件开关37的控制。在直流电压源34的电压V₃₄作用下，经过半导体开关元件37和扼流圈40流过电流，这个电流把连接在可调节直流电压源21输出端的电源电容22充电到电压V₂₁。二极管39要保证经过扼流圈40在半导体开关37断开的情况下流过电流。第一个惯性环节35保证从零平滑地增长到输出电压V₂₁，所以电源1的幅值电压为V_M，消除在它导通时电源1的过载。

独立电压逆变器23的半导体开关元件26，27，28，和29对宽脉冲调节器30进行控制（见图3-b）。并按以下顺序进行工作。在电源1的无功功率检测器25上有比例电流信号i₁(θ)和电压信号v₁(θ)，这些信号是从电流传感32的输出端和电压传感器33的输出端过来到达功率形成器31的输入端，于是就分析出了这些信号的基波，之后通过基波得到无功功率，V₁——电源1的有效基波电压值，I₁——电源1的有效基波电流值，

——基波电流i₁(θ)相对于基波电压v₁(θ)的相移。信号Q的正极性与无功功率电感特性相同。信号Q是电源1按基波得到的比例无功功率，它是从无功功率检测器25的输出端到达独立电压逆变器23上的宽脉冲调节器30的输入端，见图5，之后进入功率调节器42的逆变输入端（-），在功率调节器42的正输入端（+）就得到了给定无功功率Q_R。按差数信号ΔQ=Q_R-Q功率调节器42在给定的范围内V_D ÷V_U形成电压V₄₂，使压频转换器43的频率f₄₃在f_D ÷f_U内调节。二进制计数器44循环计数从压频转换器43输出端出来的脉冲序列。二进制计数器44在每一个循环存储填满之后自动复位。二进制代码从二进制计数器44的输出端进入到代码转换器45的输入端，在代码转换器45的第一个和第二个输出端形成脉冲序列。脉冲序列从代码转换器45的第一个输出端经过第一个驱动46和第二个驱动47进入到独立电压逆变器23桥臂上部半导体开关元件26和下部半导体开关元件29形成了正半周电压v₁(θ)（见图3-b），而脉冲序列从代码转换器45的第二个输出端以同样的方式进入独立电压逆变器23桥臂下部半导体开关元件27和上部半导体开关元件28形成了负半周电压v₁(θ)。对于每半个周波的输出电压在每个循环中这些脉冲的长度和位置最好考虑到输入直流电压V₂₁是带有最小数量脉冲的正弦电压v₁(θ)， 比如五个。电源1的频率此时为f=0.5·f₄₃/M₄₄，M₄₄——二进制计数器44的系数。电源1输出端的无功功率根据公式（15）和（16）可以得到

Q=V₁·I_3L-V₁ ²·2·π·f·C,

功率调节器42调节压频转换器43的频率f₄₃，也是调节电源1的频率f，它的无功功率Q为给定值Q_R，其中这个数值也可以是零。当在到电抗器和到补偿电容器连接导线很长，以及当电流传感器32和电压传感器33连接在耦合变压器20的第一次侧绕组时，电压的压降会很大，此时用给定值Q_R可以对连接导线上的压降进行补偿。需要指出的是在无功功率检测器25的位置上可以用无功电流检测器

来替换，或者用稍差些效果的相角度检测器

进行替换。

最后请注意以下几点。如果在可调节直流电压源21的直流电压源34中有耦合变压器那么在电源1就可以不使用耦合变压器20（见图3-b）。在可调节直流电压源21输出上的电压V₂₁和在电源1输出上的幅值为V_M的电压v₁(θ)在电压传感器33的帮助下通过在宽脉冲调节器36上的信号V₃₃对可调节直流电压源21进行校正（见图4）。电源1可以不按频率进行调节。如果这样做的话，就需要把独立电压逆变器23中的宽脉冲调节器30里面的压频转换器43（见图5）换成稳定的频率振荡器，比如晶体振荡器。

Claims (5)

1.一种控制功率半导体器件阀组的电源装置，其特征在于，包括电源、电源变压器、电压调节器，所述的电源变压器有一个或是多个二次绕组；所述的电压调节器的数量与电源变压器数量一致，每个电压调节器都包括有整流器、输出电容器和旁路元器件，整流器输入端即为电压调节器的输入端，输出电容器并联在电压调节器的输出端，旁路元器件或者并联在整流器的输入端，或者并联在整流器的输出端；所述电源变压器一次绕组的串联回路是以一个或是多个从高压绝缘过来的导线穿过电源变压器磁环形式出现的，电源变压器的二次绕组经过与之对应的电压调节器的控制元器件的输入端相连；该装置还包括电抗器和补偿电容器，电抗器与经过电源变压器一次侧绕组串联回路与电源的输出端相连， 补偿电容器直接并联在电源的输出端；所述的电源是以正弦电压曲线的形式出现的。

2.根据权利要求1所述的一种控制功率半导体器件阀组的电源装置，其特征在于，所述电抗器电感量的选择要考虑到电源变压器一次侧绕组的串联回路上的电感量，补偿电容器的电容值选择要考虑到从电抗器的串联回路过来的并联谐振电流以及电源变压器一次侧绕组在电源频率上的情况。

3.根据权利要求1所述的一种控制功率半导体器件阀组的电源装置，其特征在于，所述电源变压器是以电流互感器形式出现的。

4.根据权利要求1所述的一种控制功率半导体器件阀组的电源装置，其特征在于，所述电源包括串联的调压器和耦合变压器，调压器输入端与系统的交流电压源相连。

5.根据权利要求1所述的一种控制功率半导体器件阀组的电源装置，其特征在于，所述的电源包括带有宽脉冲调节器的独立电压逆变器、无功功率检测器、功率形成器，所述的无功功率检测器为电流传感器或电压传感器，传感器输入端与电源输出回路相连，传感器的输出端与功率形成器输入端相连。

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