CN103283201B - 蝶形滤波器系数设定方法和装置、接收机及接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及蝶形滤波器系数设定方法和装置、接收机及接收方法。所述接收机为双偏振相干光OFDM接收机，包括：相位恢复装置，所述相位恢复装置用于逐正交频分复用符号地对接收到的信号进行相位恢复，得到经相位恢复的第一偏振信号和经相位恢复的第二偏振信号；蝶形滤波器，用于逐正交频分复用符号地对所述经相位恢复的第一偏振信号和所述经相位恢复的第二偏振信号进行蝶形滤波，从而获得经蝶形滤波的第一偏振信号和经蝶形滤波的第二偏振信号；系数设定单元，用于设置所述蝶形滤波器在当前正交频分复用符号使用的滤波器系数；以及数据恢复装置，用于从所述经蝶形滤波的第一偏振信号和所述经蝶形滤波的第二偏振信号中恢复数据。

Description

蝶形滤波器系数设定方法和装置、接收机及接收方法

技术领域

本发明和光通信相关，更确切地说，和数字相干光接收机相关。

背景技术

正交频分复用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，OFDM)技术是一种多载波通信技术，它将要发送的数据分配到多个子载波上并行传输。这些子载波之间的间隔等于波特率并且这些子载波在频域上正交。在发送端和接收端分别使用逆快速傅立叶变换(IFFT)和快速傅立叶变换(FFT)完成频域到时域以及时域到频域的变换。为了消除符号间干扰(inter-symbolinterference-ISI)，OFDM系统中引入了循环前缀(cyclicprefix-CP)。当循环前缀的长度大于信道的最大扩展延时时，OFDM符号间没有干扰。循环前缀保留了IFFT/FFT的循环特性，每个子载波相当于经历了一个平衰落的信道，用单个抽头的均衡器就可以实现频域均衡，这比单载波系统中多抽头时域均衡的复杂度低。和单载波信号相比，OFDM信号的频谱更接近矩形，占用带宽更少因而谱效率更高。OFDM的另一个好处是：对各个子载波可以灵活地分配功率和调制格式，这使OFDM信号可以更好的适合有复杂频域衰落特性的信道，实现容量的最大化。

在光通信领域，相干光通信可以实现比传统的强度调制-直接检测光通信系统更好的性能和更高的谱效率，被认为是实现下一代高速、大容量光通信系统的主要技术。在无线通信领域得到广泛应用的OFDM技术同样可以被应用到相干光通信中，即相干光OFDM(coherentopticalOFDM，CO-OFDM)。为了进一步提高系统容量，在CO-OFDM系统中可同时利用两个正交的光偏振态传输信息，这称为双偏振(dualpolarization，DP)CO-OFDM。

图1示意性示出了常规的双偏振相干光OFDM接收机的功能框图。如图1所示，在常规的双偏振相干光OFDM接收机中，接收到的两个偏振态的信号r_h(t)、r_v(t)首先经过符号同步单元101的符号同步过程、载波同步单元102的载波同步过程以及FFT单元103的快速傅立叶变换，从而变为频域的信号。所获得的频域的信号要经过信道估计和均衡单元104的信道估计和均衡，并在相位恢复单元105中进行相位恢复，在数据恢复单元106中进行数据恢复，从而完成对发送机发送的信号的接收。

在研究本发明的过程中，本发明的发明人研究了现有技术的接收机，发现对于现有技术的相干光OFDM系统，光纤的非线性效应是一个主要的限制因素。具体分析如下。

传统的信道估计和均衡方法是基于训练数据的。在常规的信道估计和均衡单元104中，对每个子载波估计出一个2×2的信道逆矩阵，然后与接收信号相乘来补偿信道损伤。

这种方法假设了信道在一个OFDM符号周期内是不变的，所以不能补偿符号周期内信道变化引起的损伤。

当DP-CO-OFDM信道和其他信道以波分复用的(wavelengthdivisionmultiplexing-WDM)的方式一起传输时，由于光纤的非线性效应，其它信道会对DP-CO-OFDM信号产生交叉相位调制(crossphasemodulation-XPM)和交叉偏振调制(crosspolarizationmodulation-XPolM)。XPM会对本信道DP-CO-OFDM信号产生附加的相位调制，而XPolM会在两个正交偏振态之间引起串扰。这两种非线性效应都是时变的，可视为一种乘性损伤，描述如下：

r_h(t)＝w_hh(t)s_h(t)+w_vh(t)s_v(t)

(1)

r_v(t)＝w_hv(t)s_h(t)+w_vv(t)s_v(t)

其中s_h(t)、s_v(t)是两个正交偏振态上发送信号的复振幅，r_h(t)、r_v(t)是接收到信号的复振幅，w_hh(t)、w_vh(t)、w_hv(t)、w_vv(t)是四个时变的复函数，描述了XPM和XPolM效应。这两种非线性效应的时间常数和邻信道信号的带宽和光纤链路的色散有关。当邻信道信号也是高速光信号时，XPM和XPolM效应都是快速时变的，其时间常数很可能小于OFDM的符号周期。当该时间常数小于OFDM符号周期时，公式(1)中的w_hh(t)、w_vh(t)、w_hv(t)、w_vv(t)在一个符号周期不可视为常数，这相当于快速时变信道的一种乘性损伤。传统的DP-CO-OFDM接收机对这种损伤是无能为力的。

应该注意，以上对常规技术的描述不应仅因为被列入这个部分而解释为对于本领域技术人员是公知的。

参考文献：

1、M.Karlssonetal，EffectsofnonlinearitiesonPMD-inducedsystemimpairments，JournalofLightwaveTechnology，Vol.24，No.11，2006.

2、LeiLietal，Nonlinearpolarizationcrosstalkcancellerfordualpolarizationdigitalcoherentreceivers，OWE3，ConferenceonOpticalFiberCommunication，2010.

发明内容

本申请鉴于常规技术的现状而作出，用以消除或缓解因常规技术的局限而具有的一个或更多缺点，至少提供一种有益的选择。

为了实现以上目的，根据本发明的一个方面，提出了一种DP-CO-OFDM接收机，它对上述损伤有补偿作用。

根据本发明的一个方面，提供了一种双偏振相干光正交频分复用接收机，所述接收机包括：相位恢复装置，所述相位恢复装置用于逐正交频分复用符号地对接收到的信号进行相位恢复，得到经相位恢复的第一偏振信号和经相位恢复的第二偏振信号；蝶形滤波器，用于逐正交频分复用符号地对所述经相位恢复的第一偏振信号和所述经相位恢复的第二偏振信号进行蝶形滤波，从而获得经蝶形滤波的第一偏振信号和经蝶形滤波的第二偏振信号；系数设定单元，用于设置所述蝶形滤波器在当前正交频分复用符号使用的滤波器系数；以及数据恢复装置，用于从所述经蝶形滤波的第一偏振信号和所述经蝶形滤波的第二偏振信号中恢复数据。

根据本发明的另一方面，提供了一种双偏振相干光正交频分复用接收机中使用的接收方法，所述方法包括：相位恢复步骤，用于逐正交频分复用符号地对接收到的信号进行相位恢复，得到经相位恢复的第一偏振信号和经相位恢复的第二偏振信号；系数设定步骤，用于设置蝶形滤波器在当前正交频分复用符号所使用的滤波器系数；蝶形滤波步骤，用于利用所述蝶形滤波器，使用所述滤波器系数，逐正交频分复用符号地对所述经相位恢复的第一偏振信号和所述经相位恢复的第二偏振信号进行蝶形滤波，从而获得经蝶形滤波的第一偏振信号和经蝶形滤波的第二偏振信号；以及数据恢复步骤，用于从所述经蝶形滤波的第一偏振信号和所述经蝶形滤波的第二偏振信号中恢复数据。

根据本发明的另一方面，提供了一种蝶形滤波器系数设定装置，所述蝶形滤波器系数设定装置能够用于上述接收机中，用作系数设定单元，其中所述蝶形滤波器系数设定装置包括：接收方数据矩阵构建单元，基于接收方经相位恢复的各符号的多个子载波承载的第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据，构建列数为所述蝶形滤波器的抽头数的2倍的接收方数据矩阵；训练数据向量获取单元，用于确定发送方在与所述接收方数据矩阵的各行所对应的子载波上发送的第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据，并利用确定出的第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据构建与所述接收方数据矩阵相对应的第一偏振方向训练数据向量和第二偏振方向训练数据向量；以及系数计算单元根据所述接收方数据矩阵和所述训练数据向量确定滤波器系数。

根据本发明的再一方面，提供了一种蝶形滤波器系数设定方法，所述蝶形滤波器系数设定方法能够用于前述的蝶形滤波器系数设定装置中，其中所述蝶形滤波器系数设定方法包括：接收方数据矩阵构建步骤，基于经相位恢复的各符号的多个子载波承载的第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据，构建列数为所述蝶形滤波器的抽头数的2倍的接收方数据矩阵；训练数据向量获取步骤，用于确定发送方在所述多个子载波上发送的对应的第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据，并构建与所述接收方数据矩阵相对应的第一偏振方向训练数据向量和第二偏振方向训练数据向量；以及系数计算步骤根据所述接收方数据矩阵和所述训练数据向量确定滤波器系数。

应该注意，术语“包括/包含”在本文使用时指特征、要件、步骤或组件的存在，但并不排除一个或更多个其它特征、要件、步骤或组件的存在或附加。

以上的一般说明和以下结合附图的详细说明都是示意性的，不是对本发明的保护范围的限制。

附图说明

从以下参照附图对本发明的详细描述中，将更清楚地理解本发明的以上和其它目的、特征和优点。

图1示意性示出了常规的双偏振相干光OFDM接收机的功能框图。

图2示出了依据本发明一种实施方式的双偏振相干光正交频分复用接收机的功能框图。

图3示出了依据本发明的一种实施方式的蝶形滤波器的结构示意图。

图4示意性示出了依据本发明的一种实施方式的系数设定单元的功能框图。

图5示意性示出了图4所示的依据本发明的一种实施方式的系数设定单元的一个实施例的功能框图。

图6示意性示出了所获得的接收方数据矩阵的第i行。

图7示意性示出了图4所示的依据本发明的一种实施方式的系数设定单元的另一个实施例的功能框图。

图8示意性示出了依据本发明一种实施方式系数设定单元的工作流程图。

图9示出了依据本发明一种实施方式的在双偏振相干光正交频分复用接收机中使用的接收方法的流程图。

具体实施方案

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行说明。这些说明都是示例性的，用以帮助本领域的技术人员理解本发明，并不是对本发明保护范围的限制。

图2示出了依据本发明一种实施方式的双偏振相干光正交频分复用接收机的功能框图。

图3所示的符号同步单元201用于使所接收的两个偏振态的信号进行符号同步、载波同步单元202进行载波同步，FFT单元203进行快速傅立叶变换，从而使接收的时域信号变为频域的信号。所获得的频域的信号随后经过信道估计和均衡单元204的信道估计和均衡，并在相位恢复单元205中进行相位恢复。这些模块的处理可以采用本领域技术人员现在和将来所知的任何方法进行，在此不予详细描述。

与图1所示的常规接收机不同，在根据本发明实施方式的接收机中，经相位恢复的符号并不直接进入数据恢复单元进行数据恢复，而是首先进入蝶形滤波器206进行滤波，经滤波后再输入数据恢复单元207进行数据恢复。

图3示出了依据本发明的一种实施方式的蝶形滤波器的结构示意图。

如图3所示，依据本发明一种实施方式的蝶形滤波器包括第一滤波器301、第二滤波器302，第三滤波器303和第四滤波器304以及第一加法器305和第二加法器306。在一种实施方式中，这些滤波器中的每一个都是有限冲激响应(finiteimpulseresponse，FIR)滤波器。

相位恢复单元205输出的经相位恢复的H偏振信号x_h输入到第一滤波器301和第三滤波器303。相位恢复单元205输出的经相位恢复的V偏振信号x_v输入到第二滤波器302和第四滤波器304。第一滤波器301和第二滤波器302的输出输入到第一加法器305，第三滤波器303和第四滤波器304的输出输入到第二加法器306。第一加法器和第二加法器的输出被输入到数据恢复单元207进行数据恢复。

图3中的W_hh、W_vh、W_hv以及W_vv分别表示第一滤波器到第四滤波器的系数。

从频域上看，时变的乘性损伤将会引起载波间干扰(inter-carrierinterference，ICI)。将公式(1)变换到频域得到公式(2)：

$\begin{array}{c}{r}_h\left(f\right)=w_{\mathrm{hh}}\left(f\right)\⊗s_h\left(f\right)+w_{\mathrm{vh}}\left(f\right)\⊗s_v\left(f\right)\\ r_v\left(f\right)=w_{\mathrm{hv}}\left(f\right)\⊗s_h\left(f\right)+w_{\mathrm{vv}}\left(f\right)\⊗s_v\left(f\right)\end{array}---\left(2\right)$

其中表示卷积。从频域上看，接收到的信号是两个偏振方向上的若干子载波的卷积，这正是ICI的表现。要消除ICI，可以利用蝶形有限冲激响应(finiteimpulseresponse，FIR)滤波器来进行解卷积。

因为每个OFDM符号周期内的乘性损伤都不相同，所以需要对每个OFDM符号进行单独的补偿。也就是说，对于每个OFDM符号，都需要确定蝶形FIR里的四组滤波器系数，使均衡后的信号接近发送信号。这个过程可以表示如下：

$\begin{array}{c}{y}_h\left(f\right)=w_{\mathrm{hh}}\left(f\right)\⊗x_h\left(f\right)+w_{\mathrm{vh}}\left(f\right)\⊗x_v\left(f\right)\\ y_v\left(f\right)=w_{\mathrm{hv}}\left(f\right)\⊗x_h\left(f\right)+w_{\mathrm{vv}}\left(f\right)\⊗x_v\left(f\right)\end{array}---\left(3\right)$

式中x_h(f)、x_v(f)是当前OFDM符号经过相位恢复后的频域信号，y_h(f)、y_v(f)是频域蝶形滤波器的输出。应该注意，虽然本发明以图3为示例描述了蝶形滤波器，但是图3所示的蝶形滤波器只是示例性的，不是对本发明范围的限制。对本发明实施方式的蝶形滤波器应做广义的理解，能够实现公式3的解卷积的功能的滤波器或滤波器组合都可称作蝶形滤波器。

根据以上的分析可以看出当逐符号地更新蝶形滤波器的系数时，根据本发明的实施方式可以消除ICI，提高接收机的性能。

下面介绍依据本发明的系数设定单元，如前面所述的，因为每个OFDM符号周期内的乘性损伤都不相同，所以需要对每个OFDM符号进行单独的补偿。所以根据本发明的实施方式的系数设定单元208用于逐OFDM符号地设置所述蝶形滤波器的滤波器系数。

图4示意性示出了依据本发明的一种实施方式的系数设定单元的功能框图。如图4所示，依据本发明的一种实施方式，系数设定单元包括接收方数据矩阵获取单元401、训练数据向量获取单元402以及系数计算单元403。

接收方数据矩阵获取单元401基于经相位恢复的各符号的多个子载波承载的第一偏振方向(H方向)的数据和第二偏振方向(V方向)的数据，构建列数为所述蝶形滤波器的抽头数的2倍的接收方数据矩阵。

训练数据向量获取单元402用于确定与所述接收方数据矩阵相对应的H偏振方向训练数据向量和V偏振方向训练数据向量。在一种实施方式中，H偏振方向训练数据向量和V偏振方向训练数据向量采用已知的发送方数据(包括H偏振方向发送方数据和V偏振方向发送方数据)。发送方数据(包括H偏振方向发送方数据和V偏振方向发送方数据)是指发送方在各子载波上真实发送的数据。在这种实施方式中，例如采用已知的导频数据。在另一种实施方式中，可以采用在接收方估计出的发送方数据作为训练数据(例如：在相位恢复后判决得到的各符号的多个子载波承载的第一偏振方向(H方向)的数据和第二偏振方向(V方向)的数据，即接收的数据)。实际系统中该接收的数据可能和真实的发送数据不完全一致，因为信号在传输和接收过程中受到各种因素的影响，比如：噪声、不理想的信道估计和均衡、不精确的相位恢复等，这些因素都可能引起误符号/误码。这时的训练数据向量可能与真实的发送数据向量有区别，但在误符号率/误码率较低的情况下，它是对真实发送的数据的一种较好的估计。后文将对此进行详细描述。因而，在本文中，“确定”这个术语至少包括“无异议地确切地确定”和“估计出”两种的含义，并且不应作过于理想化的解释。

系数计算单元403根据所述接收方数据矩阵和所述训练数据向量确定滤波器系数。

图5示意性示出了图4所示的依据本发明的一种实施方式的系数设定单元的一个实施例的功能框图。在图5所示的该实施例中，接收方数据矩阵获取单元401包括接收方导频数据获取单元501和接收方导频数据矩阵构建单元502，训练数据向量获取单元402包括导频数据确定单元503和发送方导频数据向量构建单元504。

接收方导频数据获取单元501用于获取经相位恢复的H偏振信号(第一偏振信号)X_h和经相位恢复的V偏振信号(第二偏振信号)X_v中的当前符号的包括多个导频子载波在内的多个子载波上的数据。接收方导频数据矩阵构建单元利用获取的子载波上的数据，逐符号地生成接收方数据矩阵。

具体地，在一种实例中，将滤波器的抽头数设置为奇数L(L＝2m+1，m＝0，1，2...)，接收方导频数据获取单元501获取总计n个导频子载波及其两侧若干子载波上接收到的数据。接收方导频数据矩阵构建单元502根据所提取的子载波上的数据，根据预定的规则构建接收方导频数据矩阵。

在该实例中，接收方导频数据矩阵构建单元502将H偏振方向上某个导频子载波(假设编号为i)承载的数据以及该导频子载波i的前m个子载波承载的数据和该导频子载波i的后m个子载波承载的数据以及V偏振方向上该导频子载波i承载的数据以及该导频子载波i的前m个子载波承载的数据和该导频子载波的后m个子载波承载的数据作为矩阵的当前行。因而，可以看出，因为导频子载波的前后子载波(例如编号为i+1的子载波)并不一定是导频子载波，因而该行使用的数据并不都是导频子载波上承载的数据。但是用于构建当前行的这些子载波是以当前导频子载波为中心的子载波。将该行称为与该导频子载波i相对应，或者称该导频子载波i与该接收方导频数据矩阵的该行相对应。

总计获取预定数目(例如n个)的导频子载波分别作为当前导频子载波，获取其上承载的数据，并获取该导频子载波i的前m个子载波承载的数据和该导频子载波的后m个子载波承载的数据，来获得接收方数据矩阵。很显然，这样的矩阵的列数为2L，行数为n。

图6示意性地示出了所获得的接收方数据矩阵构造单元构造的数据矩阵的第i行。如图6所示，它包含当前H和V偏振方向上接收到的OFDM符号中以第i个子载波(在本实施方式中为导频子载波)为中心的共L个子载波上的信号。

在优选的实施方式中，所获得的接收方数据矩阵的预定行数n大于2L。

在有的实例中，可能出现当前导频子载波i前面的子载波数不足m个的情况。当当前导频子载波i前面的子载波数不足m个时，可以将该行的2L个列中的不能从子载波获得的数据的列的数据补为0。例如当前导频子载波的前面的子载波数仅有m-k(k是小于m的整数)个时，则该行的数据可以是：

0，0，....，0，x_h，i-m+k，...x_h，i....，x_h，i+m，0，0，....，0，x_v，i-m+k，...x_v，i....，x_v，i+m

即，针对H偏振方向和V偏振方向的列分别填补了k个0。

类似地，当当前导频子载波i后面的子载波数不足m个时，也可以将该行的2L个列中的不能从子载波获得的导频数据的列的数据补为0。例如当当前子载波的后面的子载波数仅有k(k是小于m的整数)个时，则该行的数据可以是：

x_h，i-m，...x_h，i...，x_h，i+m-k，0，...，0，x_v，i-m，...x_v，i...，x_v，i+m-k，0，...，0，

即，针对H偏振方向和V偏振方向的列分别填补了k个0。

因为填补的数据是已知的，因而填补的情况也可以视为是从全零的虚拟子载波中提取了数据，并且除非上下文中有明确的指示，本发明中提及的子载波包括这种虚拟子载波。一般的，OFDM信号的频谱两侧都包含若干全零的虚拟子载波。

在另一实例中，将滤波器的抽头数设置为偶数L(L＝2m，m＝0，1，2...)，此时，可以针对H偏振方向上和V偏振方向，获得该当前导频子载波i承载的数据、当前导频子载波前m-1个子载波承载的数据、以及当前导频子载波后m个子载波承载的数据，来构成接收方数据矩阵的当前行i。也可以针对H偏振方向上和V偏振方向，获得该当前导频子载波i承载的数据、当前导频子载波前m个子载波承载的数据、以及当前导频子载波后m-1个子载波承载的数据，来构建接收方数据的当前行i。在本发明中，在这种情况下，尽管当前导频子载波前后的子载波数目不完全相同，仍然称这些子载波为以当前导频子载波为中心。进一步地，当前导频子载波前后的子载波数目相差也可以不为1，而是某确定数目(大于1的整数)之内的任何数。

另外，各行所针对的导频子载波可以不是连续的。即，可以跳跃地选取作为当前导频子载波的导频子载波，来构建接收方导频数据矩阵的各行。例如如果编号为i、i+10、i+20、i+30的子载波为导频子载波，则接收方导频数据矩阵构建单元502可以分别以编号为i、i+10、i+30的子载波为当前导频子载波来构建接收方导频数据矩阵。矩阵中行的顺序也不一定是按子载波的编号递增或递减顺序构建的，例如可以依次以编号为i、i+30、i+10的子载波为当前导频子载波来构建接收方导频数据矩阵。

总之，接收方导频数据矩阵构造单元502可以根据预先设定的规则来构建接收方导频数据矩阵，因为所构建的矩阵的每一行都是针对某个导频子载波的，因而尽管不是每一行中的每一列的数据都是导频子载波承载的数据，仍称该矩阵为导频数据矩阵。而接收方导频数据获取单元501可以与该预定规则相适应地获得相应的数据供接收方数据矩阵构造单元502使用。接收方导频数据获取单元501并不是仅仅获取导频子载波上承载的数据，但是其必须获取预定数目(例如n)的导频子载波上承载的数据。

另一方面，导频数据获取单元501也可以简单地获取所有子载波所承载的数据供接收方导频数据矩阵构造单元502使用。在这种情况下，接收方导频数据矩阵构造单元502自己进行筛选。

发送方导频数据确定单元503获取接收方导频数据矩阵中各行所对应的导频子载波上的导频数据。由于导频数据是已知的，因而发送方导频数据确定单元503能够根据查表等方法获得发送方在这些导频子载波上实际发送的数据。发送方导频数据向量构建单元504构建H偏振方向发送方导频数据向量和V偏振方向发送方导频数据向量。应该注意，所取得的这些导频数据也是发送方在与接收方导频数据矩阵的各行所对应的子载波上发送的数据(第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据)。

系数计算单元根据所述导频数据和所述相位恢复后频域信号矩阵逐符号地获得所述蝶形滤波器的系数。下面对此进行说明。

公式(3)可以简洁地表示为矩阵形式：

y_h＝xw_h

(4)

y_v＝xw_v

其中 $w_h=\left[\begin{array}{c}{w}_{\mathrm{hh}}\\ w_{\mathrm{vh}}\end{array}\right]$ 和 $w_v=\left[\begin{array}{c}{w}_{\mathrm{hv}}\\ w_{\mathrm{vv}}\end{array}\right]$ 是滤波器系数，它们都是2L维列向量，L是滤波器抽头数。

根据公式4可以得知，如果已知y_h、y_v和x，可以确定W_h和W_v。

为了表示方便，设L＝2m+1(m＝0，1，2...)。滤波器的输入x是相位恢复后的频域信号中的数据的构成的一个n_sc×2L的矩阵，n_sc为子载波数：

$x=\left[\begin{array}{cccccccc}{x}_{h,1-m}& x_{h,1-m+1}& ...& x_{h,1+m}& x_{v,1-m}& x_{v,1-m+1}& ...& x_{v,1+m}\\ x_{h,2-m}& x_{h,2-m+1}& ...& x_{h,2+m}& x_{v,2-m}& x_{v,2-m+1}& ...& x_{v,2+m}\\ .& & & .& .& & & .\\ .& & & .& .& & & .\\ .& & & .& .& & & .\\ x_{h,n_{\mathrm{sc}}-m}& x_{h,n_{\mathrm{sc}}-m+1}& ...& x_{h,n_{\mathrm{sc}}+m}& x_{v,n_{\mathrm{sc}}-m}& x_{v,n_{\mathrm{sc}}-m+1}& ...& x_{v,n_{\mathrm{sc}}+m}\end{array}\right]---\left(5\right)$

x中元素的下标分别表示偏振方向和子载波序号(例如：x_h，i-m表示当前H偏振方向上接收到的OFDM符号的第i-m个子载波上的信号)。

滤波器的输出y_h和y_v是n_sc维列向量。

为了确定(4)式中的滤波器系数w_h和w_v，可以使用最小均方误差法(minimalmeansquareerror-MMSE)，即最小化下式中的e_h和e_v：

e_h＝||x_trw_h-t_h||²

(6)

e_v＝||x_trw_v-t_v||²

得到的滤波器系数是：

$\begin{array}{c}{w}_h={\left(x_{\mathrm{tr}}^H{x}_{\mathrm{tr}}\right)}^{-1}{x}_{\mathrm{tr}}^H{t}_h\\ w_v={\left(x_{\mathrm{tr}}^H{x}_{\mathrm{tr}}\right)}^{-1}{x}_{\mathrm{tr}}^H{t}_v\end{array}---\left(7\right)$

(7)式中上标^H表示矩阵共轭转置，上标^-1表示矩阵求逆。x_tr是根据相位恢复后的频域信号获得的输入数据矩阵。t_h，t_v表示发送的数据。

在本实施方式中，由于导频数据是已知的，即t_h，t_v是已知的，而X_tr是接收到的，也是已知的，因而可以确定出系数W_h和W_v。

具体地，当针对n(2L＜n≤n_P)个导频子载波构建接收方导频数据矩阵时，可以得到以下的一个n×2L矩阵，它是(5)式中x的一个子集：

$x_{\mathrm{tr}}=\left[\begin{array}{cccccccc}{x}_{h,i_1-m}& x_{h,i_1-m+1}& ...& x_{h,i_1+m}& x_{v,i_1-m}& x_{v,i_1-m+1}& ...& x_{v,i_1+m}\\ x_{h,i_2-m}& x_{h,i_2-m+1}& ...& x_{h,i_2+m}& x_{v,i_2-m}& x_{v,i_2-m+1}& ...& x_{v,i_2+m}\\ .& & & .& .& & & .\\ .& & & .& .& & & .\\ .& & & .& .& & & .\\ x_{h,i_n-m}& x_{h,i_n-m+1}& ...& x_{h,i_n+m}& x_{v,i_n-m}& x_{v,i_n-m+1}& ...& x_{v,i_n+m}\end{array}\right]---\left(8\right)$

x_tr中元素的下标分别表示偏振方向和子载波序号(例如：表示当前h偏振方向上接收到的OFDM符号的第i₁-m个子载波上的信号)，i₁，i₂…i_n是导频子载波的序号，可在总计为n_p个导频子载波中任意选取。OFDM符号中哪些子载波是导频子载波对于接收机是已知的，因而可以获得这些导频子载波上承载的数据。

此时，t_h，t_v是n维列向量，分别表示发送方发送的H偏振方向的导频数据和V偏振方向的导频数据。t_h，t_v是H偏振方向发送方导频数据向量和V偏振方向发送方导频数据向量的实施例。

$t_h=\left[\begin{array}{c}{s}_{h,i_1}\\ s_{h,i_2}\\ .\\ .\\ .\\ s_{h,i_n}\end{array}\right],t_v=\left[\begin{array}{c}{s}_{v,i_1}\\ s_{v,i_2}\\ .\\ .\\ .\\ s_{v,i_n}\end{array}\right]---\left(9\right)$

t_h，t_v中元素的下标分别表示偏振方向和子载波序号(例如：表示当前h偏振方向上发送的OFDM符号的编号为i₁的导频子载波上的导频数据。

式(7)实际上是根据接收到的信号式(8)和训练数据式(9)，以最小均方误差准则计算滤波器系数。强调一下，该实施例中n可以小于或等于导频子载波的总数n_p。

在上面的实施方式中，采用了最小均方误差法来根据频域数据矩阵(接收方数据矩阵以及发送方导频数据向量)计算滤波器系数，但是也可以采用其它的方法(例如LMS算法(最小均方算法)等)计算滤波器系数。

图7示意性示出了图4所示的依据本发明的一种实施方式的系数设定单元的另一个实施例的功能框图。在图7所示的该实施例中，接收方数据矩阵获取单元401包括传输数据获取单元701和接收方传输数据矩阵构建单元702，发送方数据矩阵获取单元402包括数据判决单元703和发送方传输数据向量构建单元704。

传输数据获取单元701用于获取经相位恢复的H偏振信号(第一偏振信号)Xh和经相位恢复的V偏振信号(第二偏振信号)Xv中的当前符号的多个子载波上的数据。与前面图5所示的实施例中的数据获取单元501不同，本实施例中的传输数据获取单元701获取预定数目(例如n个)的任意选取的子载波(这些载波不一定是导频子载波)及其两侧若干个子载波上的数据。在一种特例中，传输数据获取单元701获取n个非导频子载波及这n个子载波两侧的若干子载波上的数据。强调一下：该实施例中n为任意选取的子载波个数。

接收方传输数据矩阵构建单元702利用这些子载波上所承载的数据，逐符号地生成接收方传输数据矩阵。接收方传输数据矩阵构建单元702构建接收方传输数据矩阵的方式与接收方导频数据矩阵构建单元502构建接收方导频数据矩阵的规则和方式相同或类似，因而在此不予赘述。也就是说，在矩阵构建方面，仅仅是各行所对应的子载波的选择不同，其余方面都可以相同。

数据判决单元703对相位恢复之后得到的信号x_h和x_v进行判决，从而恢复出发送方发送的数据。在一种实施方式中，数据判决单元703仅对接收方传输数据矩阵的各行所对应的子载波上承载的数据进行判决，恢复出数据供发送方传输数据向量构建单元704使用。在另一种实施方式中，数据判决单元703对所有子载波上承载的数据进行判决，恢复出数据供发送方传输数据向量构建单元704使用。在这种情况下，发送方传输数据向量构建单元704自己需要进行数据的选择。可以使用本领域技术人员现在和以后所知的任何方法进行数据判决，例如可以使用软判决和硬判决的方法。

发送方传输数据向量构建单元704利用对x_h和x_v判决的结果构造H偏振方向发送方传输数据向量t_h和V偏振方向训练数据向量t_v。

$t_h=\left[\begin{array}{c}{\hat{s}}_{h,i_1}\\ {\hat{s}}_{h,i_2}\\ .\\ .\\ .\\ {\hat{s}}_{h,i_n}\end{array}\right],t_v=\left[\begin{array}{c}{\hat{s}}_{v,i_1}\\ {\hat{s}}_{v,i_2}\\ .\\ .\\ .\\ {\hat{s}}_{v,i_n}\end{array}\right]---\left(10\right)$

其中元素的下标分别表示偏振方向和子载波序号(例如：是对的判决结果)。在这种情况下，系数的计算和之前的实施方式是一样的。

再次说明，这里的发送方传输数据向量实际是经判决出的数据构成的向量，该判决数据只是接收方认为的发送方的数据，与发送方实际发送的数据可能有一定的差异。因而在对本发明进行理解时，不应对各术语给予过于狭隘或理想化的解释，而应该根据上下文，从本领域技术人员实际运用的角度进行解释。

H偏振方向发送方导频数据向量以及H偏振方向发送方传输数据向量是H偏振方向训练数据向量的实施例。

V偏振方向发送方导频数据向量以及V偏振方向发送方传输数据向量是V偏振方向训练数据向量的实施例。

图8示意性示出了依据本发明一种实施方式系数设定单元的工作流程图。

如图8所示，首先在S801，获取经相位恢复的H偏振信号(第一偏振信号)Xh和经相位恢复的V偏振信号(第二偏振信号)Xv中的当前符号的多个子载波承载的数据，在一种实施方式中，获取包括多个载频子载波在内的多个子载波承载的数据(即接收的数据)。然后，在步骤S802，利用获得的所述多个子载波上承载的数据，按照预定规则(例如上面介绍的构建各当前行的方法)，生成接收方数据矩阵，例如接收方导频数据矩阵或接收方传输数据矩阵，所述接收方导频数据矩阵具有2L列，其中L列为H偏振方向数据，另L列为V偏振方向数据。在步骤S803，获取与所述接收方数据矩阵对应的训练数据向量。在接收方数据矩阵是接收方导频数据矩阵的情况下，可以利用与接收方导频数据矩阵的各行对应的导频子载波对应的导频数据构建H偏振方向训练数据向量和V偏振方向训练数据向量。在接收方数据矩阵是接收方传输数据矩阵的情况下，对经相位恢复的数据进行数据判决，恢复出数据(可以仅恢复出接收方导频数据矩阵的各行所对应的子载波上承载的传输数据，也可以恢复出所有子载波上承载的数据，并进行选取)，并根据这些数据构建H偏振方向训练数据向量和V偏振方向训练数据向量。在步骤S804，根据所构建的接收方数据矩阵和所确定的训练数据向量确定滤波器系数。

应该注意，虽然上述的步骤是顺序示出的，但这些步骤中的一些步骤(例如步骤S801和S802)可以并行执行，或以相反的顺序执行。

图9示出了依据本发明一种实施方式的在双偏振相干光正交频分复用接收机中使用的接收方法的流程图。如图9所示，首先在步骤S901中，对接收到的信号进行逐符号的相位恢复，得到经相位恢复的第一偏振信号和经相位恢复的第二偏振信号。然后在步骤S902，根据经相位恢复的第一偏振信号和经相位恢复的第二偏振信号，逐OFDM符号地设置蝶形滤波器在当前OFDM符号所使用的滤波器系数。此步骤可以使用前面所述的方法和装置完成。接着在步骤S903，利用所述步骤S902所设置的蝶形滤波器的系数，对所述经相位恢复的第一偏振信号和所述经相位恢复的第二偏振信号进行逐符号的蝶形滤波，从而获得经蝶形滤波的第一偏振信号和经蝶形滤波的第二偏振信号。最后在步骤S904，从所述经蝶形滤波的第一偏振信号和所述经蝶形滤波的第二偏振信号中恢复数据。

在对本发明的实施方式的描述中，对方法、步骤的描述可以用来帮助对装置、单元的理解，对装置、单元的描述可以用来帮助对方法、步骤的理解。

本发明以上的装置和方法可以由硬件实现，也可以由硬件结合软件实现。本发明涉及这样的逻辑部件可读程序，当该程序被逻辑部件所执行时，能够使该逻辑部件实现上文所述的装置或构成部件，或使该逻辑部件实现上文所述的各种方法或步骤。逻辑部件例如现场可编程逻辑部件、微处理器、计算机中使用的处理器等。本发明还涉及用于存储以上程序的存储介质，如硬盘、磁盘、光盘、DVD、flash、磁光盘、存储卡、存储棒等等。

以上结合具体的实施方式对本发明进行了描述，但本领域技术人员应该清楚，这些描述都是示例性的，并不是对本发明保护范围的限制。本领域技术人员可以根据本发明的精神和原理对本发明做出各种变型和修改，这些变型和修改也在本发明的范围内。

Claims (14)

1.一种双偏振相干光正交频分复用接收机，所述接收机包括：

相位恢复装置，所述相位恢复装置用于逐正交频分复用符号地对接收到的信号进行相位恢复，得到经相位恢复的第一偏振信号和经相位恢复的第二偏振信号；

系数设定单元，用于设置针对当前正交频分复用符号的滤波器系数；

蝶形滤波器，用于基于所述滤波器系数逐正交频分复用符号地对所述经相位恢复的第一偏振信号和所述经相位恢复的第二偏振信号进行蝶形滤波，从而获得经蝶形滤波的第一偏振信号和经蝶形滤波的第二偏振信号；以及

数据恢复装置，用于从所述经蝶形滤波的第一偏振信号和所述经蝶形滤波的第二偏振信号中恢复数据；

其中所述系数设定单元包括：

接收方数据矩阵构建单元，基于接收方经相位恢复的各正交频分复用符号的多个子载波承载的第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据，构建列数为所述蝶形滤波器的抽头数的2倍的接收方数据矩阵；

训练数据向量获取单元，用于确定发送方在与所述接收方数据矩阵的各行所对应的子载波上发送的第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据，并利用确定出的第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据构建与所述接收方数据矩阵相对应的第一偏振方向训练数据向量和第二偏振方向训练数据向量；以及

系数计算单元，根据所述接收方数据矩阵和所述训练数据向量确定滤波器系数。

2.根据权利要求1所述的接收机，其中所述蝶形滤波器包括：第一滤波器、第二滤波器、第一求和器、第三滤波器、第四滤波器和第二求和器，

其中，所述经相位恢复的第一偏振信号分别输入所述第一滤波器和第三滤波器，所述经相位恢复的第二偏振信号分别输入所述第二滤波器和第四滤波器，

所述第一求和器用于获得经所述第一滤波器滤波后的第一偏振信号和经所述第二滤波器滤波后的第二偏振信号的和，从而获得所述经蝶形滤波后的第一偏振信号，

所述第二求和器用于获得经所述第三滤波器滤波后的第一偏振信号和经所述第四滤波器滤波后的第二偏振信号的和，从而获得所述经蝶形滤波的第二偏振信号。

3.根据权利要求2所述的接收机，其中所述第一滤波器、所述第二滤波器、所述第三滤波器和所述第四滤波器均为有限冲击响应滤波器。

4.根据权利要求1所述的接收机，其中

所述接收方数据矩阵构建单元包括：

接收方导频数据获取单元，用于获取包括多个导频子载波在内的所述多个子载波上承载的第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据；

接收方导频数据矩阵构建单元，根据预定的规则，利用所述接收方导频数据获取单元所获得的数据，构建接收方导频数据矩阵，作为所述接收方数据矩阵，其中所述接收方导频数据矩阵的各行分别对应于所述多个导频子载波中的一个导频子载波，

所述训练数据向量获取单元包括：

发送方导频数据确定单元，用于确定发送方在所述多个导频子载波上发送的导频数据；以及

导频数据向量构建单元，利用所述多个导频子载波上发送的导频数据，构建作为所述第一偏振方向训练数据向量的第一偏振方向导频数据向量以及作为所述第二偏振方向训练数据向量的第二偏振方向导频数据向量。

5.根据权利要求1所述的接收机，其中

所述接收方数据矩阵构建单元包括：

传输数据获取单元，用于获取经相位恢复后的多个子载波承载的第一偏振方向的传输数据和第二偏振方向的传输数据；

接收方传输数据矩阵构建单元，利用所述传输数据，根据预定的规则，构建作为所述接收方数据矩阵的接收方传输数据矩阵，所述接收方传输数据矩阵的各行对应于所述多个子载波中的一个子载波，

所述训练数据向量获取单元包括：

数据判决单元，用于恢复出与所述接收方传输数据矩阵的各行对应的子载波上承载的第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据；以及

发送方传输数据向量构建单元，利用所述数据判决单元所恢复出的所述第一偏振方向的传输数据和第二偏振方向的传输数据，构建作为第一偏振方向训练数据向量的第一偏振方向发送方传输数据向量以及作为所述第二偏振方向训练数据向量的第二偏振方向发送方传输数据向量。

6.根据权利要求1所述的接收机，其中所述系数计算单元采用最小均方误差法或最小均方法获得所述蝶形滤波器的滤波器系数。

7.根据权利要求1所述的接收机，其中所述接收方数据矩阵的各行包括L个子载波所承载的第一偏振方向的数据以及所述L个子载波所承载的第二偏振方向的数据，L是所述蝶形滤波器的抽头数。

8.根据权利要求7所述的接收机，其中所述L个子载波是连续的子载波。

9.根据权利要求1所述的接收机，其中所述接收方数据矩阵的行数大于所述蝶形滤波器的抽头数的2倍。

10.一种双偏振相干光正交频分复用接收机中使用的接收方法，所述方法包括：

相位恢复步骤，用于逐正交频分复用符号地对接收到的信号进行相位恢复，得到经相位恢复的第一偏振信号和经相位恢复的第二偏振信号；

系数设定步骤，用于设置蝶形滤波器在当前正交频分复用符号所使用的滤波器系数；

蝶形滤波步骤，用于利用所述蝶形滤波器，使用所述滤波器系数，逐正交频分复用符号地对所述经相位恢复的第一偏振信号和所述经相位恢复的第二偏振信号进行蝶形滤波，从而获得经蝶形滤波的第一偏振信号和经蝶形滤波的第二偏振信号；以及

数据恢复步骤，用于从所述经蝶形滤波的第一偏振信号和所述经蝶形滤波的第二偏振信号中恢复数据；

其中所述系数设定步骤包括：

基于接收方经相位恢复的各正交频分复用符号的多个子载波承载的第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据，构建列数为所述蝶形滤波器的抽头数的2倍的接收方数据矩阵；

确定发送方在与所述接收方数据矩阵的各行所对应的子载波上发送的第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据，并利用确定出的第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据构建与所述接收方数据矩阵相对应的第一偏振方向训练数据向量和第二偏振方向训练数据向量；以及

根据所述接收方数据矩阵和所述训练数据向量确定滤波器系数。

11.一种蝶形滤波器系数设定装置，所述蝶形滤波器系数设定装置能够用于根据权利要求1－3任一项所述的接收机中，用作系数设定单元，其中所述蝶形滤波器系数设定装置包括：

接收方数据矩阵构建单元，基于接收方经相位恢复的各正交频分复用符号的多个子载波承载的第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据，构建列数为所述蝶形滤波器的抽头数的2倍的接收方数据矩阵；

训练数据向量获取单元，用于确定发送方在与所述接收方数据矩阵的各行所对应的子载波上发送的第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据，并利用确定出的第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据构建与所述接收方数据矩阵相对应的第一偏振方向训练数据向量和第二偏振方向训练数据向量；以及

系数计算单元，用于根据所述接收方数据矩阵和所述训练数据向量确定滤波器系数。

12.根据权利要求11所述的蝶形滤波器系数设定装置，其中

所述接收方数据矩阵构建单元包括：

接收方导频数据获取单元，用于获取包括多个导频子载波在内的所述多个子载波上承载的第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据；

接收方导频数据矩阵构建单元，根据预定的规则，利用所述接收方导频数据获取单元所获得的数据，构建接收方导频数据矩阵，作为所述接收方数据矩阵，其中所述接收方导频数据矩阵的各行分别对应于所述多个导频子载波中的一个导频子载波，

所述训练数据向量获取单元包括：

发送方导频数据确定单元，用于确定发送方在所述多个子载波上发送的导频数据；以及

导频数据向量构建单元，利用所述多个导频子载波上发送的导频数据，构建作为所述第一偏振方向训练数据向量的第一偏振方向导频数据向量以及作为所述第二偏振方向训练数据向量的第二偏振方向导频数据向量。

13.根据权利要求11所述的蝶形滤波器系数设定装置，其中

所述接收方数据矩阵构建单元包括：

传输数据获取单元，用于获取经相位恢复后的多个子载波承载的第一偏振方向的传输数据和第二偏振方向的传输数据；

接收方传输数据矩阵构建单元，利用所述传输数据，根据预定的规则，构建作为所述接收方数据矩阵的接收方传输数据矩阵，所述接收方传输数据矩阵的各行对应于所述多个子载波中的一个子载波，

所述训练数据向量获取单元包括：

数据判决单元，用于恢复出与所述接收方传输数据矩阵的各行对应的子载波上承载的第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据；以及

发送方传输数据向量构建单元，利用所述数据判决单元所恢复出的所述第一偏振方向的传输数据和第二偏振方向的传输数据，构建作为第一偏振方向训练数据向量的第一偏振方向发送方传输数据向量以及作为所述第二偏振方向训练数据向量的第二偏振方向发送方传输数据向量。

14.一种蝶形滤波器系数设定方法，所述蝶形滤波器系数设定方法能够用于权利要求11所述的蝶形滤波器系数设定装置中，其中所述蝶形滤波器系数设定方法包括：

接收方数据矩阵构建步骤，基于经相位恢复的各正交频分复用符号的多个子载波承载的第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据，构建列数为所述蝶形滤波器的抽头数的2倍的接收方数据矩阵；

训练数据向量获取步骤，用于确定发送方在所述多个子载波上发送的对应的第一偏振方向的数据和第二偏振方向的数据，并构建与所述接收方数据矩阵相对应的第一偏振方向训练数据向量和第二偏振方向训练数据向量；以及

系数计算步骤，根据所述接收方数据矩阵和所述训练数据向量确定滤波器系数。