CN103220112B

CN103220112B - 无线通信方法及基站和用户终端

Info

Publication number: CN103220112B
Application number: CN201310118426.2A
Authority: CN
Inventors: 下村刚史; 木村大
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2006-12-22
Filing date: 2006-12-22
Publication date: 2018-02-16
Anticipated expiration: 2026-12-22
Also published as: CN103220112A

Abstract

本发明提供无线通信方法及基站和用户终端，分别使用第1和第2子载波组发送第1和第2用户的数据信号，并且针对该数据信号复用该第1和第2用户的导频信号来进行发送，所述无线通信方法的特征在于，将分别由Zadoff‑Chu序列生成的第1和第2用户的导频信号配置于彼此不同的频率，分别针对该第1和第2用户的导频信号，使得发送频带的高频带侧的1个以上的子载波频率分量与低频带侧的1个以上的子载波频率分量相等。

Description

无线通信方法及基站和用户终端

本申请是申请日为2006年12月22日，申请号为200680056539.2，发明名称为“无线通信方法及基站和用户终端”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及无线通信方法及基站和用户终端，尤其涉及如下的无线通信系统中的无线通信方法及基站和用户终端：各个用户终端使用由基站分配的互不相同的数据发送频带的频率向该基站发送数据信号，同时针对数据信号时分复用导频信号并发送给该基站。

背景技术

在蜂窝系统等的无线通信系统中，一般在接收侧使用已知的导频信号进行定时同步和传输路径估计（信道估计），并据此进行数据的解调。并且，在通过根据信道质量来自适应地改变调制方式和编码率等来提高吞吐量的自适应调制方式中，为了确定最佳的调制方式和最佳的编码率，在估计信道质量、例如信噪比SIR（Signal to Interference Ratio）等时也使用导频信号。

作为抗频率选择性衰落较强的无线访问方式有OFDM（Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，正交频分复用）方式，该频率选择性衰落缘于宽频带的无线通信中的多径。但是，OFDM存在发送信号的PAPR（Peak to Average Ratio，峰均功率比）较大的问题，从终端的功率效率的观点考虑不适合作为上行链路传输方式。因此，在第二代的蜂窝系统即3GPP LTE中，上行链路传输方式是进行单载波传输，在接收侧进行频率等化（非专利文献1）。单载波传输意味着只在时间轴上复用发送数据和导频信号，与在频率轴上复用数据和导频信号的OFDM相比，可以大幅减小PAPR。

·单载波传输

图23是单载波传输的帧格式示例，图24是频率等化的说明图。帧是将分别由N样本构成的数据Data和导频Pilot时分复用构成的，在图23中，在1帧中插入两个导频块。在频率等化时，数据/导频分离部1分离数据Data和导频Pilot，第一FFT部2对N样本数据实施FFT处理，产生N个频率分量并输入信道补偿部3。第二FFT部4对N样本导频实施FFT处理，产生N个频率分量，信道估计部5使用该N个频率分量和已知导频的N个频率分量，对每个频率估计信道特性，将信道补偿信号输入信道补偿部3。信道补偿部3针对每个频率向从第一FFT部2输出的N个频率分量乘以信道补偿信号来进行信道补偿，IFFT部6对实施信道补偿后的N个频率分量实施IFFT处理，并转换为时间信号来输出。

·CAZAC序列

在单载波传输中，当在接收侧进行频率等化时，为了在频率区域中高精度地进行信道估计，希望导频信号在频率区域中为恒定振幅，换言之，希望任意的周期性时移的自相关为0。另一方面，从PAPR的观点考虑，希望在时域中也是恒定振幅。作为实现这些特性的导频序列有CAZAC（Constant Amplitude Zero Auto Correlation，恒定幅度零自相关）序列，在3GPP LTE中规定适用该CAZAC序列作为上行链路导频。CAZAC序列具有理想的自相关性，所以由相同序列循环移位得到的量相互正交。在3GPP LTE中，把使用循环移位量不同的CAZAC序列复用不同用户的导频信号或者由相同用户复用不同天线的导频信号的方法称为CDM（Code Division Multiplex，码分多址）。

作为代表性的CAZAC序列的Zadoff-Chu序列利用式（1）表示（非专利文献2）。

ZC_k(n)＝exp{-j2πk/L·(qn+n(n+L％2)/2)} (1)

其中，k和L互质，分别表示序列号、序列长度。n表示码号，q表示任意的整数，L%2表示将L除以2得到的余数，有时也表述为Lmod（2）。在把L的质因数分解表示为下式（2）时（gi为质数），

与L为互质的比L小的自然数的个数φ（L）即CAZAC序列的序列数由下式（3）求出。

具体地讲，如果L＝12，则L＝12＝2²×3¹，所以g1＝2、e1＝2，g2＝3、e2＝1，根据式（3），CAZAC序列的序列数k为4。因此，L越大、而且质因数越少，则序列数越多。换言之，如果L是质数，则CAZAC序列的序列数k为（L－1）。

使CAZAC序列ZC_k（n）循环移位c得到的ZC_k（n－c）利用下式（4）表示。

ZC_k(n-c)＝exp{-j2πk/L·(q(n-c)+(n-c)(n-c+L％2)/2)} (4)

如下式（5）所示，

ZC_k（n）与ZC_k（n－c）的相关度R（τ）在除τ＝c以外的点为0，所以向序列号相同的母序列ZC_k（n）加上不同的循环移位量得到的序列彼此相互正交。

当在无线基站中接收到通过基于循环移位的CDM复用后的多个导频时，通过获取与母序列的相关度，可以从起峰之处对导频进行划界。循环移位的间隔越小，对多径和接收定时偏移的耐性越弱，所以能够实现的复用数有上限。在把基于循环移位的复用数设为P时，分配给第p个导频的循环移位量c_p例如可以根据下式（6）确定（非专利文献3）。

c_p=(p-1)*[L/p]，其中、p=1,,,P (6)

如前面所述，在3GPP LTE的上行链路中时分复用导频和数据，并以SC-FDMA方式发送。图25是SC-FDMA发送部的结构图，7'表示尺寸N_TX的DFT（Discrete FourierTransformer，离散傅立叶变换），8'表示子载波映射部，9'表示尺寸N_FFT的IDFT部，10表示CP（Cyclic Prefix，循环前缀）插入部。另外，在3GPP LTE中，为了抑制处理量，把N_FFT设为2的次幂的整数，并利用IFFT替换子载波映射后的IDFT。

对母序列ZC_k（n）施加循环移位c的处理可以在DFT之前或IFFT之后进行。当在IFFT之后进行时可以循环移位c×N_FFT/N_TX个样本。由于实质上是相同的处理，所以以后以在DFT之前进行循环移位处理的情况为例进行说明。

·现有技术的问题

为了减小小区间干扰，需要在小区间重复使用不同序列号的CAZAC序列作为导频。这是因为重复数越大，使用相同序列的小区间的距离越大，所以产生严重干扰的可能性减小。为此，需要确保许多CAZAC序列，CAZAC序列的性质要求要使序列长度L成为较大质数。图26是小区间的干扰说明图，如（A）所示，在可以使用的CAZAC序列数为2时，在相邻小区间使用相同序列号的CAZAC序列，所以产生导频的严重干扰。并且，如（B）所示，在CAZAC序列数为3时，在相邻小区间不使用相同序列号的CAZAC序列，但由于重复数为3，比较小，所以使用相同序列号的CAZAC序列的小区间距离比较短，干扰的可能性增大。如（C）所示，在CAZAC序列数为7时，由于重复数为7，比较大，所以使用相同序列号的CAZAC序列的小区间距离增大，干扰的可能性逐渐减小。

可是，在3GPP LTE中，如图27（A）所示，把数据的占用子载波数设为12的倍数，把导频的子载波间隔设为数据的子载波间隔的2倍，以便提高发送效率。在这种情况下，在把CAZAC序列的序列长度L设为6时，序列数k为2，由于在相邻小区使用相同序列号的CAZAC序列，所以产生导频的干扰。并且，在把序列长度L设为5时，k为4，但依然比较小，而且如图27（B）所示，产生导频不覆盖的数据的子载波，导致信道估计精度恶化。

因此，考虑到在发送时使导频信号的发送频带比数据的发送频带宽，可以确保充足的序列长度（3GPP R1-060925，R1-063183）。图28是这种导频信号的复用数为2时的示例。在把序列长度L设为12时，CAZAC序列只能取4个，小区间干扰增大（k＝4）。因此，把序列长度L设为质数11。在设L＝11时，能够获取10个CAZAC序列（k＝10），能够减小小区间干扰。另外，不能把序列长度L设为13以上。其原因是在设为13以上时将与相邻的频带产生干扰。

不同用户的导频信号通过基于循环移位的CDM进行复用。即，把对L＝11的CAZAC序列ZC_k（n）实施循环移位c1后的结果用作用户1的导频，把对CAZAC序列ZC_k（n）实施循环移位c2后的结果用作用户2的导频。

但是，在将L＝11的CAZAC序列ZC_k（n）循环移位并给用户1、2使用时，由图28可知，在用户1和用户2中，导频的发送频带和数据的发送频带的相对关系不同，导致信道估计精度不同。即，导致用户2的数据的发送频带中子载波23、24偏离导频的发送频带，使得该子载波中的信道估计精度恶化。

另外，在图28中，根据当前的3GPP LTE规格，把导频的子载波间隔设为数据的子载波间隔的2倍，但在子载波间隔的比率变化时也产生上述问题。

非专利文献1：3GPP TR25814-700Figure9.1.1-1

非专利文献2：B.M.Popovic，“Generalized Chirp-Like Polyphase Sequenceswith Optimum Correlation Properties”,IEEE Trans.Info.Theory,Vol.38,pp.1406-1409,July1992.

非专利文献3：3GPP R1-060374,“Text Proposal On Uplink Reference SignalStructure”,TI Instruments

发明内容

根据以上情况，本发明的目的在于，能够高精度地进行偏离导频发送频带的数据子载波的信道估计。

本发明的另一目的在于，即使把对预定的序列（例如CAZAC序列ZC_k（n））实施不同量的循环移位后的结果用作要复用的用户的导频，也能够高精度地进行分配给各个用户的子载波的信道估计。

本发明的另一目的在于，即使把对预定的CAZAC序列实施不同量的循环移位后的结果用作要复用的用户的导频，也能够利用简单的方法分离各个用户的导频并进行信道估计。

本发明的另一目的在于，即使是传输路径状况不好的用户，也能够提高该用户的数据子载波的信道估计精度。

本发明提供无线通信系统中的无线通信方法及基站和用户终端，在该无线通信系统中，各个用户终端使用由基站分配的互不相同的数据发送频带的频率向该基站发送数据信号，同时针对数据信号，对导频信号进行时分复用而发送给该基站。

·无线通信方法

本发明的无线通信方法包括执行如下处理的步骤：针对每个用户终端对总数据发送频带的一部分频带实施频偏，来确定用户终端的导频发送频带，以使该用户终端的导频发送频带覆盖该用户终端的数据发送频带；以及针对每个用户终端，指示用户终端，使该用户终端使用所述确定的导频发送频带的频率来发送导频信号。

所述指示步骤包括执行如下处理的步骤：针对每个用户终端，计算所述频偏的偏置量和与用户终端的复用数对应的循环移位量；以及指示用户终端，使该用户终端将CAZAC序列的导频信号循环该循环移位量，同时指示用户终端，使该用户终端将该导频信号频偏所述频偏量。

在基站中执行以下步骤：当复用接收到从多个用户终端发送的多个导频信号时，将互不重叠的导频信号的频率分量相加；对相加结果乘以导频信号的副本；以及把副本相乘结果转换为时域信号，然后，从该时域信号中分离预定用户终端的信号部分来进行信道估计。

本发明的无线通信方法还包括执行如下处理的步骤：获取移动站的传输路径情况；优先分配所述总频带的中间频带，作为传输路径状况差的用户终端的数据发送频带通知给该用户终端。或者，本发明的无线通信方法还包括执行如下处理的步骤：进行跳跃控制，周期地分配所述总频带的中间频带和边缘频带，作为各个用户终端的数据传输频带。

·基站

本发明的基站具有资源管理部，该资源管理部针对每个用户终端，对总数据发送频带的一部分频带实施频偏，来确定用户终端的导频发送频带，使该用户终端的导频发送频带覆盖该用户终端的数据发送频带，并且指示用户终端，使该用户终端使用该确定的导频发送频带的频率来发送导频信号。

在基站中，所述资源管理部具有：循环移位量计算部，其针对每个用户终端，计算所述频偏的偏置量和与用户终端的复用数对应的循环移位量；以及指示部，其指示用户终端，使该用户终端将所述CAZAC序列的导频信号循环该循环移位量，同时指示用户终端，使该用户终端将该导频信号频偏所述频偏量。

基站还具有针对每个用户终端进行信道估计的信道估计部，该信道估计部具有：接收部，其复用接收从多个用户终端发送的多个导频信号；相加部，其将所述多个导频信号互不重叠的导频信号部分的频率分量相加；副本相乘部，其对相加结果乘以导频信号的副本；转换部，其把副本相乘结果转换为时域信号；分离部，其从该时域信号中分离预定用户终端的信号部分；以及估计部，其把该分离后的时间信号转换为频率区域的信号，来进行信道估计。

所述资源管理部获取移动站的传输路径情况，优先分配所述总频带的中间频带，作为传输路径状况差的用户终端的数据发送频带通知给该用户终端。或者，所述资源管理部执行跳跃控制，周期地分配所述总频带的中间频带和边缘频带，作为各个用户终端的数据传输频带。

·用户终端

无线通信系统的用户终端具有：接收部，其从基站接收上行链路资源信息；以及导频生成部，其按照该上行链路资源信息的指示来生成导频，该导频生成部具有：CAZAC序列产生部，其根据该资源信息产生具有预定序列长度和序列号的CAZAC序列作为导频信号；第1转换部，其把作为时域的导频信号的CAZAC序列转换为频率区域的导频信号；子载波映射部，其根据所述资源信息所包含的频偏信息，对导频信号的子载波分量进行映射；第2转换部，其把实施子载波映射后的导频信号转换为时域的信号；以及循环移位部，其在进行所述第1转换之前或者进行所述第2转换之后，根据所述资源信息所包含的位移量，使CAZAC序列循环移位。

附图说明

图1是本发明的第1原理说明图。

图2是本发明的第2原理说明图。

图3是本发明的第3原理说明图。

图4是用于实现频偏d个子载波和循环移位（c₂－s（k,d,L））的发送侧的导频生成处理说明图。

图5是子载波映射部的偏置说明图。

图6是接收侧的信道估计处理说明图。

图7是第2导频生成处理说明图。

图8是发送侧的复制方法说明图。

图9是接收侧的第2信道估计处理说明图。

图10是帧结构图。

图11是导频分离方法的说明图。

图12是接收侧的第3信道估计处理说明图。

图13是移动站的结构图。

图14是导频生成部的结构图。

图15是基站的结构图。

图16是信道估计部的结构图。

图17是进行第2信道生成处理和信道估计处理的信道生成部和信道估计部的结构图。

图18是进行第3信道生成处理和信道估计处理的信道生成部和信道估计部的结构图。

图19是复用数为4时的频率分配说明图。

图20是对每个帧切换分配给各个用户的发送频带的跳跃控制的说明图，是第奇数个帧中的分配说明图。

图21是对每个帧切换分配给各个用户的发送频带的跳跃控制的说明图，是第偶数个帧中的分配说明图。

图22是进行跳跃控制时的导频生成部的结构图。

图23是单载波传输的帧格式示例。

图24是频率等化的说明图。

图25是SC-FDMA发送部的结构图。

图26是小区间的干扰说明图。

图27是以往的数据发送频带和导频发送频带的第1说明图。

图28是以往的数据发送频带和导频发送频带的第2说明图。

具体实施方式

（A）本发明的原理

如图1（A）所示，在把对CAZAC序列ZC_k（n）实施循环移位c1后的结果用作用户1的导频，把对CAZAC序列ZC_k（n）实施循环移位c2后的结果用作用户2的导频时，如在图28中说明的那样，导致在用户2的数据的发送频带中、子载波23、24偏离导频的发送频带，使得该子载波的信道估计精度恶化。另外，在图1中，DFT{ZC_k（n－c1）}、DFT{ZC_k（n－c2）}是分别对L＝11的CAZAC序列ZC_k（n）实施循环移位c1、c2，然后对ZC_k（n－c1）、ZC_k（n－c2）实施DFT处理得到的频率区域的导频。

因此，如图1（B）所示，对于各个用户，根据数据的发送频带，在使导频具有频偏的情况下进行复用时，导频的发送频带始终覆盖数据的发送频带。在图1（B）的示例中，将用户2的导频DFT{ZC_k（n－c2）}偏置1个子载波即可。

但是，在使导频DFT{ZC_k（n－c2）}偏置时，在接收侧接收导频与已知导频的副本ZC_k（n）之间的相关度为τ＝c2，不构成峰值，导致峰值位置偏离，使得不能正确还原导频，结果不能进行信道估计。下面说明相关峰值位置偏离的原因。

·频偏与时域的循环移位的关系

首先，说明频偏与时域的循环移位的关系。如果把对CAZAC序列ZC_k（n）实施DFT转换后的结果设为F（m），则F（m）可以利用下式表示。

使用该式（7）和式（4）进行变形时，使得下式成立。

其中，

kc≡d(modL)，θ_k，c＝πk／L·(c²-2qc-c·L％2)

另外，d(modL)是将d除以L得到的余数。

由式(8)可知，在时域中对CAZAC序列施加循环移位c的做法等同于在频率区域中施加d个子载波循环移位的相位旋转。其中，k和L互为质，c(<L)是根据k和d唯一确定的。为了容易理解c是根据k、d、L确定的，重新设为c＝s(k、d、L)。表1表示与L＝11时的各种s(k、d、L)和k的组合对应的c值。例如，如果k＝1、d＝1、L11，则c＝1，如果k＝2、d＝1、L11，则c＝6。

(表1)

L＝11时的s(k、d、L)

k	s(k，1，11)	s(k，2，11)	s(k，3，11)
				1	l	2	3
2	6	1	7
				3	4	8	1
4	3	6	9
				5	9	7	5
6	2	4	6
				7	8	5	2
8	7	3	10
				9	5	10	4
10	10	9	8

如上，如图2(A)所示，对于导频2施加1个子载波的频偏，相当于如图2(B)所示在频率区域中施加1个子载波的循环移位后，使子载波1中的分量p11移动到子载波12。其结果，由式(8)，使导频2的相关峰值位置(参照式(5))偏移s(k、d、L)(τ＝c2+s(k、d、L))。由于导频1的相关峰值位置(τ＝c1)没有偏移，所以导频2和导频1的相关峰值位置相对变化s(k、d＝1、L＝11)，在接收侧不能正确还原导频，结果不能进行信道估计。

为了使相关峰值位置为以往所述的位置，把循环移位量从c₂变更为(c₂-s(k、d、L))即可。即，如图3(A)所示，如果对导频2施加频偏d个子载波(在图中为d＝1）和循环移位（c₂－s（k、d、L）），则导频1、2的关系如图3（B）所示。如果进行以上处理，则导频1、2的各个相关峰值位置不偏移，在接收侧能够正确还原导频，能够提高信道估计精度。即，与进行图1（A）所述的频偏之前相同，可以根据相关峰值的位置（τ＝c1、τ＝c2）分离导频1和导频2。

（a）第1导频生成处理和信道估计处理

图4是用于实现在图3中说明的频偏d个子载波和循环移位（c₂－s（k、d、L））的、发送侧的导频生成处理说明图。

CAZAC序列产生部11例如产生L＝11的CAZAC序列ZC_k（n）作为导频，循环移位部12使CAZAC序列ZC_k（n）循环移位c₂－s（k、d、L）产生ZC_k（n－c₂＋s（k、d、L）），输入DFT部13。N_TX尺寸（N_TX＝L＝11）的DFT部13对ZC_k（n－c₂＋s（k、d、L））实施DFT运算处理，产生导频DFT{ZC_k（n－c₂＋s（k、d、L））}。子载波映射部14使频率区域的11个导频分量p1～p11偏置d个子载波（在图中为d＝1），输入IFFT部15。

图5是子载波映射部14的偏置说明图，（A）表示没有偏置的情况（d＝0），子载波映射部14向IFFT部15的频率f_i、f_i＋1、f_i＋2、、、f_i＋10的端子输入11个导频分量p1～p11，向其他端子输入0。（B）表示有偏置的情况（d＝1），子载波映射部14向IFFT部15的频率f_i＋1、f_i＋2、f_i＋3、、、f_i＋11的端子输入11个导频分量p1～p11，向其他端子输入0。N_FFT尺寸（例如N_FFT＝128）的IFFT部15对所输入的子载波分量实施IDFT运算处理而转换为时域信号，CP（CyclicPrefix，循环前缀）插入部16附加防止干扰用的循环前缀并输出。（C）是有偏置时（d＝1）的其他实施例。该情况下，循环移位部12使CAZAC序列ZC_k（n）循环移位c₂而产生ZC_k（n－c2），输入DFT部13。DFT部13对ZC_k（n－c2）实施DFT运算处理，产生导频DFT{ZC_k（n－c2）}。子载波映射部14向IFFT部f_i＋1、f_i＋2、、、f_i＋10的端子输入导频分量p2～p11，向IFFT部f_i＋11的端子输入导频分量p1。

图6是接收侧的信道估计处理说明图。

从用户1和用户2分别发送的导频1和导频2（参照图3（B））在空中进行复用，并作为子载波频率f_i、f_i＋1、f_i＋2、f_i＋3、、、f_i＋11的子载波分量（p1～p12）而输入信道估计部。子载波相加部52将互不重叠的子载波分量p12和p1相加，把相加结果作为新的子载波频率f1的子载波分量p1。

副本信号相乘部53对于每个子载波，将导频的副本信号（对循环移位量为零的已知的CAZAC序列ZC_k（n）实施了DFT运算处理后的结果）qi和接收导频信号pi相乘，IDFT部54对副本相乘结果实施IDFT运算处理，输出时域的延迟轮廓。时域的延迟轮廓是长度为L的样本，在t＝c1、t＝c2时具有相关峰值，所以轮廓提取部55根据t＝（c1＋c2）/2分离相关峰值，产生用户1、2用的长度为L/2的样本的轮廓PRF1、PRF2。L尺寸的DFT部56a向L/2长度的轮廓PRF1的两侧分别插入L/4个零，构成长度L，进行DFT运算。由此，由DFT部56a可以得到子载波频率f_i、f_i＋1、f_i＋2、、、f_i＋10中的用户1的信道估计值h1～h11。同样，L尺寸的DFT部56b向L/2样本长度的轮廓PRF2的两侧分别插入L/4个零，构成长度L，进行DFT运算。由此，由DFT部56b可以得到子载波频率f_i＋1、f_i＋2、f_i＋3、、、f_i＋11中的用户2的信道估计值h2～h12。其中，在子载波相加部52中，将p1和p2相加而作为子载波频率f_i的子载波分量，所以把从DFT部56b输出的子载波频率f_i的信道估计值作为子载波频率f_i＋11的信道估计h12。

根据以上所述，如果分别对于导频1和导频2，传播状况所致的失真小，则如图6所示，在接收侧将互不重叠的分量相加后乘以副本，然后在时域的延迟轮廓中以完全正交的形式分离。在传播状况所致的失真大时，也可以省略子载波相加，而直接乘以副本，然后在时域的延迟轮廓中分离。

（b）第2导频生成处理及信道估计处理

在上述第1导频估计处理中，将互不重叠的子载波分量p12和p1相加，把相加结果视为子载波频率f_i的分量。但是，如果接收信号的子载波频率f_i的载波分量已经是将p12和p1相加得到的值，则不需要在接收侧相加子载波。

图7是第2导频生成处理说明图，（A）表示用户1、用户2的数据子载波。

发送侧（用户1）按照图7（B）所示，将导频1的子载波频率f_i的子载波分量p1复制成为子载波频率f_i＋11的子载波分量，并且按照图7（C）所示，用户2将导频2的子载波频率f_i＋11的子载波分量p12复制成为子载波频率f_i的子载波分量而进行发送。由此，按照图7（D）所示，这些导频被复用，并被接收侧接收，接收信号的子载波频率f1的载波分量为将p1和p12相加得到的值，子载波频率的载波分量也是将p1和p12相加得到的值，不需要接收侧的子载波相加。

图8是发送侧的复制方法说明图，（A）是用户1的导频1的复制方法，子载波映射部14还向IFFT部15的频率f_i＋11的端子输入导频1的子载波频率f_i的载波分量p1，使得该导频1的子载波频率f_i的载波分量p1还可以为子载波频率f_i＋11的子载波分量。（B）是用户2的导频2的复制方法，子载波映射部14还向IFFT部15的频率f_i的端子输入导频12的子载波频率f_i＋11的载波分量p12，使得该导频12的子载波频率f_i＋11的载波分量p12还可以为子载波频率f_i的子载波分量。（C）是用户2的导频2的复制方法的其他实施例，对应于图5（C）。

图9是接收侧的信道估计处理说明图。从用户1和用户2分别发送的导频1和导频2（参照图7（B）、（C））在空中被复用，视为子载波频率f_i、f_i＋1、f_i＋2、f_i＋3、、、f_i＋11的子载波分量（p1～p12）而输入信道估计部（图7（D））。

用户1用的副本信号相乘部53对于每个子载波，将导频的副本信号qi（q1～q11）和接收导频信号pi（p1～p11）相乘，然后IDFT部54、相关分离部55、DFT部56进行与图6所示相同的处理，产生用户1的信道估计值h1～h11。

另一方面，用户2用的副本信号相乘部53'对于每个子载波，将导频的副本信号qi（q1～q11）和接收导频信号pi（p2～p12）相乘，然后IDFT部54'、相关分离部55'、DFT部56'进行与用户1相同的处理，产生用户2的信道估计值h2～h12。

（c）第3导频生成处理及信道估计处理

在上述第1信道估计处理中，在相关分离部55分离用户1的导频分量和用户2的导频分量，但如图10所示，在1帧包含例如2个导频块时，可以按照下面所述进行分离。图11是导频分离方法的说明图，（A）表示用户1、用户2的数据子载波。

向用户1、用户2的首个导频1（＝DFT{ZC_k（n－c1）}）、导频2（＝DFT{ZC_k（n－c2＋s（k、d、L））}）的各个子载波分量，按照（B）、（C）所示乘以＋1而进行发送，向下一个导频1、导频2的各个子载波分量，按照（D）、（E）所示分别乘以＋1、－1而进行发送。

由此，接收侧首先接收以下导频复用信号，

DFT{ZC_k(n-c1)}×(+1)+DFT{ZC_k(n-c2+s(k，d，L))×(+1)

然后接收以下导频复用信号。

DFT{ZC_k(n-c1)}×(+1)+DFT{ZC_k(n-c2+s(k，d，L))×(-1)

因此，为了在接收侧产生用户1的导频，向首个导频复用信号加上下一个导频复用信号即可。即，由于导频2的极性不同，所以通过相加来抵消导频2，剩下导频1。并且，为了在接收侧产生用户2的导频，从首个导频复用信号减去下一个导频复用信号即可。即，由于导频1的极性相同，所以通过相减来抵消导频1，剩下导频2。

图12是接收侧的信道估计处理说明图。从用户1和用户2分别发送的导频1和导频2（参照图11（B）、（C）；（D）、（E））在空中被复用，视为子载波频率f_i、f_i＋1、f_i＋2、f_i＋3、、、f_i＋11的子载波分量（p1～p12）而输入信道估计部。

块间子载波运算部61接收第1接收导频信号来进行保存。然后，块间子载波运算部61在产生用户1的导频的情况下，如果接收第2接收导频信号，则对于每个子载波将第1、第2接收导频信号相加，产生导频1的子载波频率f_i、f_i＋1、f_i＋2、f_i＋3、、、f_i＋10的载波分量p1～p11。用户1用的副本信号相乘部53对于每个子载波，将导频的副本信号qi（q1～q11）和接收导频信号pi（p1～p11）相乘，然后IDFT部54、相关分离部55、DFT部56进行与图6所示相同的处理，产生用户1的信道估计值h1～h11。另外，虽然精度下降，但还是可以把副本信号相乘结果作为信道估计值h1～h11。

另一方面，在产生用户2的导频的情况下，块间子载波运算部61对于每个子载波将第1、第2接收导频信号相减，产生导频2的子载波频率f_i＋1、f_i＋2、f_i＋3、、、f_i＋11的载波分量p2～p12。用户2用的副本信号相乘部53'对于每个子载波，将导频的副本信号qi（q1～q11）和接收导频信号pi（p2～p12）相乘，然后IDFT部54'、相关分离部55'、DFT部56'进行与用户1相同的处理，产生用户2的信道估计值h2～h12。

在以上说明中，导频块数为2，但在导频块数为偶数个时，也能够适用上述第3导频生成处理及信道估计处理。在这种情况下，基站指示某个用户终端而使其向全部块的导频信号乘以＋1，并指示其他用户终端而使其向一半导频信号乘以＋1，向剩余一半导频信号乘以－1。并且，基站在复用接收到从各个用户终端发送的导频信号时，对所有块的导频信号实施加减运算处理，以便只剩下来自预定用户终端（用户终端1或2）的导频信号，向运算结果乘以导频信号的副本，把副本相乘结果转换为时域信号，然后从该时域信号中分离所述用户终端的信号部分而进行信道估计。

（B）移动站

图13是移动站的结构图。

在产生了上行发送数据时，移动站（用户终端）向基站进行资源分配请求，基站按照该请求，根据移动站的传输路径状态进行资源分配，将资源分配信息通知给移动站。移动站发送通知来的数据和导频。即，无线部21将从基站接收的无线信号转换为基带信号，输入接收信号基带处理部22。基带处理部22从接收信号中分离数据及其他控制信息，同时分离资源分配信息并输入发送资源管理部23。在资源分配信息中，除数据的发送频带、定时、调制方式等外，还包含导频的发送频带、被用作导频的CAZAC序列的序列号及序列长度L、循环移位量、频偏量d等。

发送资源管理部23将数据、控制信息的发送处理所需要的信息输入数据处理部24，将导频生成/发送处理所需要的信息输入导频生成部25。数据处理部24根据从发送资源管理部23输入的信息，对数据和控制信息实施数据调制、单载波发送处理并输出，导频生成部25按照来自发送资源管理部23的指示，进行CAZAC序列的产生、循环移位、频偏等处理并生成导频，帧生成部26例如按照图10所示时分复用6个数据块和2个导频块，生成帧，从无线部21发送给基站。

图14是导频生成部25的结构图，是按照在图3中说明的第1导频生成处理生成导频时的结构图，（A）是在DFT之前进行循环移位的结构图，（B）是在IFFT之后进行循环移位的结构图。

在图14（A）中，发送资源管理部23将从基站接收的资源分配信息所包含的导频生成、发送所需要的参数（CAZAC序列号、序列长度、循环移位量、频偏量）输入各个部分。

CAZAC序列产生部11产生所指示的具有序列长度L、序列号的CAZAC序列ZC_k（n）作为导频，循环移位部12使CAZAC序列ZC_k（n）循环移位所指示的c个样本，将得到的ZC_k（n－c）输入DFT部13。例如，如果是图3（B）的导频1，则循环移位部12使ZC_k（n）位移c1而产生ZC_k（n－c1），如果是导频2，则循环移位c₂－s（k、d、L）而产生ZC_k（n－c2＋s（k、d、L）），输入DFT部13。N_TX尺寸（N_TX＝L）的DFT部13对所输入的导频ZC_k（n－c）实施DFT运算处理，产生频率区域的导频DFT{ZC_k（n－c）}。子载波映射部14根据所指示的频偏量d，控制导频的映射位置而进行频偏，N_FFT尺寸（N_FFT＝128）的IFFT部15对所输入的子载波分量实施IFFT运算处理，转换为时域信号，输入帧生成部26。

图14（B）是在IFFT后进行循环移位时的导频生成部25的结构图，循环移位部12循环移位c×N_FFT/N_TX个样本，从而可以获得与图14（A）完全相同的结果。

（C）基站

图15是基站的结构图。

在产生上行发送数据时，移动站（用户）执行在其与基站之间建立通信链接的步骤，在执行该步骤的过程中向基站发送传输路径情况。即，移动站接收从基站发送的共享导频并进行无线测定（SIR或SNR测定），把无线测定结果作为传输路径情况报告给基站。例如，基站将传输频带分割为多个发送频带，按照每个发送频带发送共享导频，移动站对于每个发送频带进行无线测定，将测定结果发送给基站。基站从移动站获取传输路径情况，同时接收资源分配请求时，根据该移动站的传输路径情况分配资源，将资源分配信息发送给移动站。

无线部31把从移动站接收的无线信号转换为基带信号，分离部32分离数据/控制信息和导频，将数据/控制信息输入数据处理部33，将导频输入信道估计部34。数据处理部33和信道估计部34具有图24所示的频率等化结构。

数据处理部33在建立通信链接时解调从移动站发送的传输路径情况数据，输入上行链路（uplink）资源管理部35。上行链路资源管理部35根据传输路径情况进行资源分配，生成资源分配信息而输入下行信号基带处理部36。在资源分配信息中，除数据的发送频带、定时、调制方式等外，还包含导频的发送频带、被用作导频的CAZAC序列的序列号及序列长度L、循环移位量、频偏量d等。下行信号基带处理部36时分复用下行数据和控制信息及资源分配信息，并从无线部31发送。

移动站接收到资源分配信息后，进行在图13、图14中说明的处理，发送由数据和导频构成的帧。

信道估计部34使用在分离部32分离并输入的导频，进行在图6中说明的第1信道估计处理，将信道估计值输入数据处理部33。数据处理部33根据信道估计值进行信道补偿，根据信道补偿结果进行数据的解调。另外，上行链路资源管理部35具有循环移位量计算部35a和链路分配信息指示部35b。

图16是信道估计部34的结构图，对与图6相同的部分标注相同标号。

DFT部51对从分离部32输入的导频信号实施DFT运算处理，并转换为频率区域的导频信号（子载波分量p1～p12）。子载波相加部52将互不重叠的子载波分量p12和p1相加，将相加结果作为新的子载波频率f1的子载波分量p1。

副本信号相乘部53对于每个子载波将导频的副本信号qi和接收导频信号pi相乘，IDFT部54对副本相乘结果实施IDFT运算处理，输出时域的导频信号。轮廓提取部55按照t＝（c1＋c2）/2分离IDFT输出信号，如果是来自用户1的接收信号，则选择轮廓PRF1（参照图6），DFT部56对轮廓PRF1实施DFT运算，输出信道估计值h1～h11。另一方面，如果是来自用户2的接收信号，轮廓提取部55选择轮廓PRF2，DFT部56对轮廓PRF2实施DFT运算，输出信道估计值h2～h12。

（D）第2导频生成部及信道估计部

图17（A）是进行在图7中说明的第2导频生成处理的导频生成部的结构图，对与图14（A）的导频生成部相同的部分标注相同标号。不同之处是由子载波映射部14执行基于频偏量d的子载波映射、和预定子载波的导频分量的复制这两个动作，其他动作相同。

CAZAC序列产生部11产生所指示的具有序列长度L、序列号的CAZAC序列ZC_k（n）作为导频，循环移位部12将CAZAC序列ZC_k（n）循环移位所指示的c个样本，将得到的ZC_k（n－c）输入DFT部13。例如，如果是图7（B）的用户1用的导频1，则循环移位部12使ZC_k（n）位移c1而产生ZC_k（n－c1），如果是用户2用的导频2，则循环移位c₂－s（k、d、L）而产生ZC_k（n－c2＋s（k、d、L）），输入DFT部13。N_TX尺寸（N_TX＝L）的DFT部13对所输入的导频ZC_k（n－c）实施DFT运算处理，产生频率区域的导频DFT{ZC_k（n－c）}。

子载波映射部14根据从发送资源管理部23指示的复制信息和频偏信息，进行子载波映射。例如，对图7（B）的用户1的导频1进行图8（A）所示的子载波映射处理，对图7（C）的用户2的导频2进行图8（B）所示的子载波映射处理。N_FFT尺寸（例如N_FFT＝128）的IFFT部15对所输入的子载波分量实施IFFT运算处理，转换为时域的导频信号，输入帧生成部26。

图17（B）是进行在图9中说明的第2信道估计处理的信道估计部34的结构图，对与图16的信道估计部相同的部分标注相同标号。不同之处是删除了子载波相加部52、以及副本信号相乘部53的相乘处理。

DFT部51对于从分离部32输入的导频信号实施DFT运算处理，转换为频率区域的导频信号（子载波分量p1～p12）。副本信号相乘部53如果接收到来自用户1的导频1，则将从DFT部51输出的接收导频的子载波f_i、f_i＋1、f_i＋2、f_i＋3、、、f_i＋10的分量p1～p11和副本信号q1～q11相乘，如果接收到来自用户2的导频2，则将从DFT部51输出的接收导频的子载波f_i＋1、f_i＋2、f_i＋3、、、f_i＋11的分量p2～p12和副本信号相乘。

然后，IDFT部54对副本相乘结果实施IDFT运算处理，输出时域的延迟轮廓。轮廓提取部55按照t＝（c1＋c2）/2分离IDFT输出信号，如果是来自用户2的导频信号，则选择轮廓PRF1（参照图6），DFT部56对轮廓PRF1实施DFT运算，输出信道估计值h1～h11。另一方面，如果是来自用户1的接收信号，轮廓提取部55选择轮廓PRF2，DFT部56对轮廓PRF2实施DFT运算，输出信道估计值h2～h12。

（E）第3导频生成部及信道估计部

图18（A）是进行在图11中说明的第3导频生成处理的导频生成部的结构图，对与图14（A）的导频生成部相同的部分标注相同标号。不同之处是追加了极性附加部61，其他动作相同。

CAZAC序列产生部11产生所指示的具有序列长度L、序列号的CAZAC序列ZC_k（n）作为导频，循环移位部12将CAZAC序列ZC_k（n）循环移位所指示的c个样本，将得到的ZC_k（n－c）输入DFT部13。例如，如果是图11（B）、（D）的用户1用的导频1，则循环移位部12使ZC_k（n）位移c1而产生ZC_k（n－c1），如果是用户2用的导频2，则循环移位c₂－s（k、d、L）而产生ZC_k（n－c2＋s（k、d、L）），输入DFT部13。N_TX尺寸（N_TX＝L）的DFT部13对所输入的导频ZC_k（n－c）实施DFT运算处理，产生频率区域的导频DFT{ZC_k（n－c）}。

子载波映射部14根据从发送资源管理部23指示的频偏信息进行子载波映射。极性附加部61将由发送资源管理部23指示的极性附加到子载波映射部14的输出，输入IFFT部15。例如，如果是用户1用的导频1，由于在第1、第2导频块中指示＋1的极性（参照图11（B）、（D）），所以极性附加部61向从子载波映射部14输出的所有载波分量乘以＋1，输入IFFT部15。并且，如果是用户2用的导频2，由于在第1导频块中指示＋1的极性、在第2导频块中指示－1的极性（参照图11（C）、（E）），所以极性附加部61针对从子载波映射部14输出的所有载波分量，向第1导频块乘以＋1而输入IFFT部15，向第2导频块乘以－1而输入IFFT部15。

N_FFT尺寸（N_FFT＝128）的IFFT部15对所输入的子载波分量实施IFFT运算处理，转换为时域的导频信号，输入帧生成部26。

图18（B）是进行在图12中说明的第3信道估计处理的信道估计部34的结构图，对与图16的信道估计部相同的部分标注相同标号。不同之处是设置块间子载波相加部62取代子载波相加部52。

DFT部51对从分离部32输入的第1导频块的导频信号实施DFT运算处理，转换为频率区域的导频信号（子载波分量p1～p12），块间子载波相加部62把该导频信号（子载波分量p1～p12）保存在内置的存储器中。然后，DFT部51对从分离部32输入的第2导频块的导频信号实施DFT运算处理，转换为频率区域的导频信号（子载波分量p1～p12），输入块间子载波相加部62。

块间子载波相加部62如果接收到来自用户1的导频1，则对于每个子载波将所保存的第1导频块的导频信号（子载波分量p1～p12）和第2导频块的导频信号（子载波分量p1～p12）相加。由此，去除被复用的来自其他用户（例如用户2）的导频信号分量。并且，块间子载波相加部62如果接收到来自用户2的导频2，则对于每个子载波从所保存的第1导频块的导频信号（子载波分量p1～p12）减去第2导频块的导频信号（子载波分量p1～p12）。由此，去除被复用的来自其他用户（例如用户1）的导频信号分量。

副本信号相乘部53如果接收到来自用户1的导频1，则将块间子载波相加部62输出的接收导频的子载波f_i、f_i＋1、f_i＋2、f_i＋3、、、f_i＋10的分量p1～p11和副本信号q1～q11相乘，如果接收到来自用户2的导频2，则将块间子载波相加部62输出的接收导频的子载波f_i＋1、f_i＋2、f_i＋3、、、f_i＋11的分量p2～p12和副本信号q1～q11相乘。

然后，IDFT部54对副本相乘结果实施IDFT运算处理，输出时域的导频信号。轮廓提取部55按照t＝（c1＋c2）/2分离IDFT输出信号，如果是来自用户1的导频信号，则选择轮廓PRF1（参照图6），DFT部56对轮廓PRF1实施DFT运算，输出信道估计值h1～h11。另一方面，如果是来自用户2的接收信号，轮廓提取部55选择轮廓PRF2，DFT部56对轮廓PRF2实施DFT运算，输出信道估计值h2～h12。

（F）自适应控制

如前面所述，通过基站的上行链路资源管理部35（图15）根据移动站的传输路径情况，确定导频的发送频带、CAZAC序列号及序列长度L、循环移位量、频偏d等，通知给移动站。并且，基站的上行链路资源管理部35也根据各个移动站的传输路径情况，确定发送频带中的复用数。

图19是复用数为4时的频率分配说明图，对用户1分配最初的12个子载波，对用户2分配第2个12个子载波，对用户3分配第3个12个子载波，对用户4分配最后12个子载波，在这种情况下，改变循环移位量来使用序列长度L＝19的CAZAC序列ZC_k（n），作为各个用户的导频。

导频的频偏被设定成为尽可能地覆盖各个用户的数据发送频带宽度。循环移位计算部35a（图15）根据下式计算各个用户的循环移位量。

c_i＝c_p-s(k，d，L) (9)

其中，i、p分别表示数据发送频带序号和用户序号。并且，s（k、d、L）表示根据序列号k、序列长度L、频偏产生的循环移位量，下式所示的关系成立。

k·s(k，d，L)≡d(modL) (10)

第p个用户的c_p例如可以利用下式计算。

c_p＝(p-1)×[L/P p＝1，2，，P (11)

P表示通过循环移位进行复用的导频数（用户数）。在图19所示的情况下，用户1～用户4的循环移位量c₁～c₄如下。

c₁＝0

c₂＝[L/4]

c₃＝[2·L/4]-s(k，d，L)

c₄＝[3·L/4]-s(k，d，L)

可是，有时根据导频信号的接收方式，导频的发送频带两端的信道估计特性恶化，中间部分的信道估计特性良好。即，如图19所示，有时在子载波1～12、37～48的发送频带中信道估计精度恶化，在子载波13～24、25～36的发送频带中信道估计精度良好。

因此，对于传输路径情况不好的用户，优先分配中间的子载波13～24、25～36的发送频带，对于传输路径情况良好的用户，分配两侧的子载波1～12、37～48的发送频带。这样，消除了信道估计精度极端恶化的用户。在图19中示出了对用户2、用户3分配中间的发送频带的示例。

并且，可以进行如图20、图21所示的控制（跳跃控制），对于每个帧切换分配给各个用户的发送频带。图20是第奇数个帧中的分配说明图，图21是第偶数个帧中的分配说明图。

在第奇数个帧中，如图20所示，对用户1、用户4分配两侧的子载波1～12、37～48，对用户2、用户3分配中间的子载波13～24、25～36。并且，在第偶数个帧中，如图21所示，对用户4、用户1分配中间的子载波13～24、25～36，对用户3、用户2分配两侧的子载波1～12、37～48。另外，在第奇数个帧中，向用户3、用户4的导频乘以频偏，在第偶数个帧中，向用户1、用户2的导频乘以频偏。这样，消除了信道估计精度极端恶化的用户。

图22是进行跳跃控制时的导频生成部的结构图，对与图14（A）的导频生成部相同的部分标注相同标号。不同之处是追加了频偏切换控制部71，其他动作相同。

CAZAC序列产生部11产生所指示的具有序列长度L、序列号的CAZAC序列ZC_k（n）作为导频，循环移位部12使CAZAC序列ZC_k（n）循环移位所指示的c个样本，将得到的ZC_k（n－c）输入DFT部13。N_TX尺寸（N_TX＝L）的DFT部13对所输入的导频ZC_k（n－c）实施DFT运算处理，产生频率区域的导频DFT{ZC_k（n－c）}。频偏切换控制部71根据由发送资源管理部23指示的频偏量d和跳跃模式，确定是否要进行频偏。子载波映射部14根据是否要进行频偏来进行子载波映射。N_FFT尺寸（N_FFT＝128）的IFFT部15对所输入的子载波分量实施IDFT运算处理，转换为时域的导频信号，输入帧生成部26。

·发明的效果

根据以上所述的本发明，可以高精度地进行偏离导频发送频带的数据发送子载波的信道估计。

并且，根据本发明，即使使用对预定的序列（例如CAZAC序列ZC_k（n））实施了不同量的循环移位后的结果作为将要复用的用户的导频，也能够高精度地进行分配给各个用户的子载波的信道估计。

并且，根据本发明，即使把对预定的序列实施不同量的循环移位后的结果用作将要复用的用户的导频，也能够利用简单的方法分离各个用户的导频，进行信道估计。

并且，根据本发明，通过对传输路径状况不好的用户优先分配导频的发送频带的中间部分，即使是传输路径状况不好的用户，也能够提高该用户的数据发送子载波的信道估计精度。

并且，根据本发明，使分配给用户的数据传输频带在导频发送频带的中间部分和边缘部分跳跃，即使是传输路径状况不好的用户，也能够提高该用户的发送数据子载波的信道估计精度。

Claims

1.一种无线通信方法，分别使用第1子载波组和第2子载波组发送第1用户和第2用户的数据信号，并且针对该数据信号复用该第1用户和第2用户的导频信号来进行发送，所述无线通信方法的特征在于，

将分别由Zadoff-Chu序列生成的第1用户和第2用户的导频信号配置于彼此不同的频率，

针对该第1用户的导频信号，通过将该导频信号的相应子载波组的最低频带侧的子载波频率分量复制到最高频带侧的子载波频率分量，使得该导频信号的相应子载波组的最高频带侧的子载波频率分量与最低频带侧的子载波频率分量相等，并且，针对该第2用户的导频信号，通过将该导频信号的相应子载波组的最低频带侧的子载波频率分量复制到最高频带侧的子载波频率分量，或者将最高频带侧的子载波频率分量复制到最低频带侧的子载波频率分量，使得该导频信号的相应子载波组的最高频带侧的子载波频率分量与最低频带侧的子载波频率分量相等。

2.一种无线通信系统中的用户终端，在所述无线通信系统中，从各个用户终端，分别使用第1子载波组和第2子载波组发送第1用户和第2用户的数据信号，并且针对该数据信号复用该第1用户和第2用户的导频信号来进行发送，所述用户终端的特征在于，

各个用户终端将分别由Zadoff-Chu序列生成的第1用户和第2用户的导频信号配置于彼此不同的频率，针对该第1用户的导频信号，通过将该导频信号的相应子载波组的最低频带侧的子载波频率分量复制到最高频带侧的子载波频率分量，使得该导频信号的相应子载波组的最高频带侧的子载波频率分量与最低频带侧的子载波频率分量相等，并且，针对该第2用户的导频信号，通过将该导频信号的相应子载波组的最低频带侧的子载波频率分量复制到最高频带侧的子载波频率分量，或者将最高频带侧的子载波频率分量复制到最低频带侧的子载波频率分量，使得该导频信号的相应子载波组的最高频带侧的子载波频率分量与最低频带侧的子载波频率分量相等。

3.一种无线基站，该无线基站从各个用户终端接收使用第1子载波组和第2子载波组而分别发送的第1用户和第2用户的数据，并且接收针对该数据复用的第1用户和第2用户的导频信号，所述无线基站的特征在于，

所述无线基站接收如下的导频信号：对于配置于彼此不同的频率且使用了Zadoff-Chu序列的该第1用户和第2用户的导频信号，针对该第1用户的导频信号，通过将该导频信号的相应子载波组的最低频带侧的子载波频率分量复制到最高频带侧的子载波频率分量，使得该导频信号的相应子载波组的最高频带侧的子载波频率分量与最低频带侧的子载波频率分量相等，并且，针对该第2用户的导频信号，通过将该导频信号的相应子载波组的最低频带侧的子载波频率分量复制到最高频带侧的子载波频率分量，或者将最高频带侧的子载波频率分量复制到最低频带侧的子载波频率分量，使得该导频信号的相应子载波组的最高频带侧的子载波频率分量与最低频带侧的子载波频率分量相等。