CN103201992B

CN103201992B - 生成软位值的方法和无线通信装置

Info

Publication number: CN103201992B
Application number: CN201180051983.6A
Authority: CN
Inventors: A.S.哈拉拉
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2010-10-27
Filing date: 2011-10-25
Publication date: 2017-06-16
Anticipated expiration: 2031-10-25
Also published as: CN103201992A; WO2012056403A1; EP2633659B1; US20110051853A1; EP2633659A1; US8503580B2

Abstract

通过经由一系列解调级来解调接收符号从而为基于调制星座而传送的接收符号生成软位值，每个解调级基于有效星座来产生符号决定。由解调级的非最终解调级使用的每个有效星座包含与调制星座的区域近似的形心的子集。这些子集中的相邻子集具有一个或多个公共点以使至少两个相邻子集重叠。对于包含于在一系列解调级上逐渐构造的有效星座中的点，基于在解调期间计算出的检测指标来确定用于符号决定的软位值，由最终解调级产生的有效星座缺乏包含在调制星座中的一个或多个点。

Description

生成软位值的方法和无线通信装置

相关申请的交叉引用

本申请是在2009年8月27日提交的共同待决美国专利申请号12/549,132的部分延续案，其内容以其全部通过参照并入本文。

技术领域

本发明通常涉及位软值生成，并且更特别地涉及基于具有不明确性的串行局部化的位软值生成。

背景技术

解调涉及从根据特定星座调制并且在信道上传送的信号中提取承载原始信息的信号。对于非常大的信号星座，解调过程的复杂性显著增加。在EDGE（增强数据率的GSM演进）、HSPA（高速分组接入）、LTE（长期演进）以及WiMax（全球微波接入互操作性）中已经采用相对大的信号星座（例如16-QAM（正交幅度调制）、32-QAM、和64-QAM）。在HSPA中，多码传送产生更大的有效星座。而且，在HSPA、LTE以及WiMax中已经采用具有两个或者更多流的MIMO（多输入多输出）方案。MIMO实现也产生相对大的有效星座。当任何这些技术组合发生时（例如，多码和MIMO），解调复杂性进一步增加。

理想解调方案是MLD（最大似然检测）。然而，由于调制星座的大小和/或由于MIMO或多码对MLD变得不切实际的点的指数影响，MLD的复杂性实质性增加。较不复杂的解决办法是可用的，例如球形解码（SD），其中解调器尝试接近MLD的性能，但将它对最佳解的搜索限制到所有可能的传送信号的子集，并且其中由球形来描述该子集。SD中的关键步骤是信道矩阵的三角因式分解。此步骤简化了球形中的候选解的识别。

另一传统的解调技术是用于MIMO QAM的ITS（迭代树搜索）检测。ITS可以被视为对SD的备选方案。类似于SD，ITS采用信道的三角因式分解。不同于SD，ITS使用M算法来减少对最佳候选的搜索。ITS还通过将QAM星座划分成其四个象限并且在中间计算中由其形心（centroid）来表示每个象限以进一步分解搜索。所选择的象限自身再次被细分成其4个象限，以此类推。这引起四叉树搜索。其它传统的方式对通过使用形心代替真正符号而引入的附加误差给予了特别关注。该误差被模型化为其方差是确定的高斯噪声，并且并入到似然计算中。然而，典型地在形心表示与从位到符号的位映射之间进行紧密连接。即，如果采用所谓的多级位映射，则识别象限等效于对某一对位进行决定。这样的约束对位映射施加了限制，从而限制子集设计。

基于解调结果来生成软位信息。联合检测（JD）是MIMO场景中的MLD形式，并且经常用在软位信息的生成中。JD在对应于M个传送流的传送符号的向量的所有个有效星座点上搜索最小化指标的候选。有若干种方式来产生用于JD的软值。一种传统的方式基于最近邻居（nearest neighbor）的概念。

最近邻居（NN）是与给定符号相距最短距离处的符号。从JD的观点来看，原理上的NN应该在“接收域”中。即，使用以上给出的指标来包含信道的影响。然后由给出两个符号向量和之间的距离，其中是信道系数矩阵（其中列对应于M个传送流）并且是噪声协方差矩阵。在接收域中找到NN是高度复杂的操作，这是因为信道有力地扭曲信号星座，使得难以搜索。而且，由于和随着时间改变，所以必须重复操作。

另一方式涉及在“传送域”中找到NN，其中星座没有被信道扭曲并且能容易被搜索，从而允许预先计算许多因素。也使用标准欧几里德距离。具体地，忽略信道的影响并且考虑原始星座中的邻居。此外，可以检查符号向量的M个个别符号的NN。总之，这简化了对NN的搜索。然而，通过忽略信道的影响，丢失了一些有价值的信息。而且，传送域中的NN不一定是接收域中的NN。

从NN的概念引起位最近邻居（BNN，bit nearest neighbor）的概念。没有一般性的许多损失，考虑具有个符号的星座。让指代映射到符号向量中的位置k处的符号的J个位。对于位，BNN 定义为具有翻转的的星座中的最接近符号。如果多个符号满足BNN要求，则选择一个以使BNN是唯一的。对剩下的J-1个位没有强加条件，它们可以或可以不改变。可以从星座和位图来离线地计算BNN。

给出来源于JD的软值解，为位构造符号向量，其中由其BNN 来代替第k个符号。其它的符号保持不变。由给出用于符号中的位的软值，其中通常被称作BNN向量。有需要将NN和BNN的概念适用于采用具有不明确性的串行局部化的接收器架构，其将传送符号表示为一系列近似值。

发明内容

在一系列级中执行解调。基于来自前一级的输入，每级尝试进一步局部化对解的搜索以有利于下一级。解调器结构在本文中被称为具有不明确性的串行局部化（seriallocalization with indecision，SLIC）。SLIC是对MLD的较低复杂性的备选方案，其中MLD与用于MIMO环境的联合解调（JD）一致。隔离地看，给定SLIC解调级可以是非常不明确的，但取得进步并且避免了不可逆转的错误决定。给定解调级通过输入代表星座的子集并且输出进一步精简的子集来局部化解。每级在候选精简子集之中进行选择。不明确性源于表示具有重叠子集的调制星座。在多级结构中不明确性是有利的，这是因为不明确性阻碍了早先的级中的不可逆转的坏决定。

将位最近邻居（BNN）概念适应于SLIC来说明在SLIC中使用的形心。这带来有效星座的概念，其用可变粒度来接近真正星座（由SLIC的级决定来导向）。这使有效BNN（EBNN）能够被定义，EBNN用在软值计算中。

根据一实施例，通过经由一系列解调级解调接收符号来为基于调制星座传送的接收符号生成软位值。每个解调级基于有效星座来产生符号决定。由解调级中的非最终解调级使用的每个有效星座包含与调制星座的区域近似的形心的子集。这些子集中的相邻子集具有一个或多个公共点以使至少两个相邻子集重叠。对于包含于在一系列解调级上逐渐构造的有效星座中的点，基于在解调期间计算的检测指标来确定用于符号决定的软位值，由最终解调级产生的有效星座缺乏包含在调制星座中的一个或多个点。

当然，本发明不限于以上特征和优点。本领域技术人员在阅读了下文的详细描述并且观看了附图之后将认识到附加的特征和优点。

附图说明

图1图示包含多级SLIC解调器和星座处理模块的接收器的实施例的框图。

图2图示两级SLIC解调器的实施例的框图。

图3图示由多级SLIC解调器使用的重叠星座子集的实施例的图。

图4图示由多级SLIC解调器使用的重叠ASK星座子集的实施例的图。

图5图示两级SLIC解调器的另一实施例的框图。

图6图示多级SLIC解调器的第i级的实施例的框图。

图7图示N级SLIC解调器的实施例的框图。

图8图示由多级SLIC解调器使用的重叠QAM星座子集的实施例的图。

图9图示由多级SLIC解调器使用的重叠QAM星座子集的另一实施例的图。

图10图示用于确定在生成软位值中使用的SLIC解调器的最终有效星座的方法的实施例的流程图。

图11示出到图10中示出的调制示例的每个符号的位映射，以及每个符号的对应位最近邻居。

图12示出用于SLIC解调器的各级和对应有效位最近邻居的不同的可能有效星座。

具体实施方式

图1图示无线传送器100通过信道120与无线接收器110通信的实施例。该接收器包含基带处理器130以及包含在该基带处理器130中或与该基带处理器130关联的星座处理模块140、多级SLIC解调器150、软值生成单元160以及解码器170。星座处理模块140将与传送信号关联的星座点分组成多个子集，例如，ASK星座点、QAM星座点等的子集。至少两个相邻子集具有一个或多个公共星座点以确保这些相邻子集重叠。在一些实施例中，所有相邻子集具有一个或多个公共星座点以确保所有相邻子集都重叠。在每种情况下，星座处理模块140也为星座点的每个子集确定基于形心的值并且将这些基于形心的值分组成一个或多个集合。包含在每个集合中的值都是基于形心的，其中它们可以是实际形心、例如整数值或以某一有限精度量化的值等形心的近似、与形心最接近的星座点等。更一般地，为每个子集指定了基于形心的代表，从这里开始我们将该基于形心的代表称为形心。

多级SLIC解调器150包含多个级152、154，用于在这些级中执行信号解调。除了最末级154之外的每个解调级152都使用输入到级152的或者由级152选择的基于形心的值的集合作为星座点来局部化对最终符号决定的搜索。最末解调级154使用初始星座点的子集来确定最终符号决定。这样，除了最末级154之外的每个解调级152使用基于形心的值的集合作为星座点来进一步局部化对解的搜索，从而减少解调器的整体复杂性。最末级154基于实际星座的子集来输出最终解。如将在本文后面更详细描述的，星座处理模块140确保星座点的至少两个相邻子集重叠以减少解调误差的可能性，特别是对于较早的解调级。如将在本文后面更详细描述的，对于包含于在一系列解调级上逐渐构造的有效星座中的点，软值生成单元160基于在解调期间计算的检测指标来确定由解调器生成的符号决定的软位值，其中由解调器的最终级产生最终有效星座。解码器170处理由软值生成单元160产生的软值，用于调制解调器位。解码器170使用软值作为输入来确定信息位，并且对于传送器处的编码器是在接收器处的同伴功能。

图2图示包含在图1的接收器110中的用于解调接收信号的2级SLIC解调结构200的实施例。通过信道120携带接收信号，并且使用符号星座Q在传送器100处原始调制该接收信号。仅出于纯说明性的目的，由下式给出没有ISI（符号间干扰）的有噪声信道上的信号传送实施例的单输入单输出（SISO）场景中的信号：

（1）

其中表示白高斯噪声，表示信道120，表示传送符号，并且所有量都是标量。本领域的技术人员可以容易地将由式子（1）表示的信号模型扩展到其它场景（例如，MIMO和多码传送），其中式子（1）中的量变成向量和矩阵。原始传送信号具有大小为q的符号星座Q。接收器110的星座处理模块140以确保至少两个相邻子集重叠的方式将星座Q的点分组成多个子集。星座处理模块140也为星座点的每个子集确定基于形心的值，并且生成包含不一定属于Q的这些基于形心的值的备选星座，用于到2级SLIC解调结构200的第一级210的输入。

SLIC结构200的第一级210使用备选星座来执行解调。即，第一解调级210使用包含在中的基于形心的值来作为星座点。中的每个点都表示Q中的成群（clustered）的点的子集。在一个实施例中，包含在中的每个基于形心的值都是用于Q的特定子集的点的实际形心。在另一实施例中，形心被近似为整数值。在又一实施例中，包含在中的每个基于形心的值都是Q的位于最接近对应形心值的星座点。还可以使用基于从Q的不同子集确定的形心而导出的其它类型的值。

第一解调级210输出属于的符号决定。第二解调级220接受并且使用来选择Q的局部化子集作为它自己的星座。由第一解调级210输出的决定可以被解释为在第一解调级210中的代表。第二解调级220输出属于的最终符号决定。基于原始接收信号和子集来确定由第二级220输出的最终符号决定，该子集是基于由第一级210输出的局部化符号决定而选择的。在一个实施例中，两个解调级210、220都在它们相应的字母表上实现MLD。备选地，解调级210、220实现其它类型的解调方案，例如联合检测、球形解码、树搜索等。2级SLIC解调结构200在第一级210中进行比较并且在第二级220中进行比较。当时，SLIC结构200的复杂性减少。而且，SLIC具有恒定复杂性，不像其复杂性是随机变量的许多次优技术。

SLIC可以模仿MLD的行为。图2的2级SLIC结构200的性能主要受到第一解调级210性能的限制，第一解调级210的性能又由子集的选择确定。当没有相邻子集重叠时，性能变差。考虑不相交子集的情况。MLD隐式定义了每个星座点周围的决定区域（Voronoi区域），其由比任何其它点都最接近那个点的接收值组成。决定区域边界是多面体（由超平面的截面构成）。两个星座点x和y在它们的决定区域接触时是邻居。公共部分是根据x和y平分空间的超平面的截面。在退化情况下，公共部分可以变成线或点。现在考虑可用于两级SLIC结构200的第一解调器级210的Q的两个相邻子集X和Y。子集X和Y分别具有形心和。考虑邻居对（x, y），其中x属于X并且y属于Y。假设传送x，并且第一解调级210产生错误并且选择子集Y而不是子集X。第一解调级210的有效决定边界是超平面。与之相比，MLD会基于进行选择。为了比较的目的，MLD可以被认为是在X和Y之间进行有效决定。然后，有效决定边界由不同最接近邻居对（x, y）的截面构成。

图3图示二维中相邻子集X和Y之间的有效决定边界，其中超平面变成直线并且每个星座点由圆圈表示。与之相比，用于MLD的决定边界是分段的直锯齿形线。这些假设的决定边界之间的差异导致SLIC的性能损失。

重叠两个或者更多相邻子集平滑了决定边界差异。特别地，在两级SLIC中，在第一解调级的相邻子集的重叠中包含最接近的邻居符号对意味着第一解调级不必要对那些符号进行决定。将在第二级中进行那个决定。

利用SLIC，从一级到下一级进一步局部化搜索，但在最末级之前未进行最终决定。特别地，通过使最接近的邻居符号属于多个子集，较后的解调级（例如，图2中的第二级220）可以从较早级（例如，图2中的第一级210）的错误中恢复。在此上下文中，不明确性是有利的。然而，确保相邻子集重叠具有代价。在复杂性方面，相较于不相交情况，对于重叠情况，或或两者将增加。

图4图示分组成三个子集的8-ASK星座的示范性实施例。由下式给出8-ASK星座：

（2）

图4中示出的三个重叠子集具有由下式给出的形心：

（3）

重叠意味着图2的SLIC结构200的第二解调级220可以经常从第一解调级210进行的坏决定中恢复。图4中示出的两个外部子集是彼此的偏移，并且偏移等于形心差别。SLIC复杂性可以通过考虑这些子集的高度结构化性质而进一步得到减少。当然，还可与SLIC一起使用不太结构化的子集。

图5图示用于解调信号的2级SLIC解调结构500的另一实施例。图5中示出的2级SLIC结构500类似于图2中示出的2级SLIC结构，除了它被调整到图4中示出的ASK星座子集的高度结构化性质。输入到第一解调级510或由第一解调级510选择的星座是指代为的形心集合。第一调制级510输出决定，该是包含在中的最接近地对应于信号的基于形心的值。第一解调级510也作为和通过其携带信号的信道120的函数来生成再调制信号，如下式所给出的：

（4）

其中表示信道120。

第一解调级510从移除再调制信号来生成修改的信号用于输入到第二级520，如下式所给出的：

（5）

然后代替原始信号将修改的信号馈送到第二解调级520。第二解调级520通过使用输入到最末级520的或由最末级520选择的星座点的子集对由第一级510输出的进行解调以生成与第二级520关联的局部化符号决定，从而确定最终符号决定。包含在第二解调级520中或与第二解调级520关联的加法器530将和相加来生成最终符号决定，如下式所给出的：

（6）

为考虑对第二解调级520的输入的改变，星座是Q的中心子集，因此其形心等于0。关于图4中示出的子集实施例，是中间子集。由第二解调级520输出的决定是的元素。再次考虑示范性8-ASK星座实施例，并且。第二子集对应于4-ASK星座。此SLIC实施例在本文中被称为SL34。对应的比较次数是3和4，相较于MLD的8，总数是7。对于MIMO和多码传送场景，SLIC的计算效率相比MLD已经实质性增加。

接着描述L×L MIMO实施例，其中从多个天线传送多个信号分量，并且从多个天线接收多个信号分量。传送天线和接收天线的数量都假设为等于L。本领域技术人员将认识到，接收天线的数量实际上可以小于或大于传送天线的数量。现在式子（1）中的、以及是L×1向量并且是L×L矩阵。仅为了容易解释而对一般性没有许多损失，假定对所有L个传送信号都使用相同星座。然而，本领域技术人员将认识到，接着描述的实施例可以容易地扩展到覆盖L个传送信号中的一些或全部具有不同星座的场景。接收器处的有效星座具有由和大小q给出的点。不同于其中信道120对星座应用了不显著的缩放和转动的SISO情况，此处有效星座通过而扭曲。原理上，可以为有效星座设计重叠子集。然而，有效星座随着信道120改变，并且因此重叠子集的设计也会如此。在另一实施例中，可以基于信号分量来设计子集。根据本实施例，当有效星座显著扭曲时，MLD和SLIC决定边界之间的差异可以是足够大的来影响SLIC的性能。然而，本实施例仍然证明是非常有恢复力的。

再次转到示范性8-ASK星座，在一个实施例中将8-ASK星座应用于2×2 MIMO，其中每个信号分量星座都是8-ASK。对于图5中示出的2级SLIC结构500，在图4中示出的三个重叠子集被用于每个信号分量星座。根据SL34实施例，第一解调级510比较个候选并且第二解调级520比较个候选，SLIC总数为25。与之相比，MLD比较个候选。在备选实施例中，输入到第一解调级510的基于形心的值的集合包含四个值，并且由给出。输入到第二解调级520的子集点包含由给出的三个ASK局部化星座点。此SLIC实施例在本文被称为SL43。在又一实施例中，在本文被称为SL25，并且。在每种情况下，子集都重叠来减少由本文描述的2级SLIC结构引起的错误的可能性。本文描述的2级SLIC实施例可以容易地扩展到任何数量的所希望的级。

图6图示SLIC解调器结构的第i级600的实施例，其中i<N。到第i解调级600的输入是由紧接的前级（在图6中未示出）输出的修改的接收信号。输入到第i级600的星座包含如本文以前描述地确定的基于形心的值的集合。第i级600的MLD部件610基于和来输出符号。第i级600的再调制器部件620生成再调制信号。第i级600的信号减法器部件630从减去来产生修改的接收信号，该修改的接收信号被馈送到下一级（在图6中未示出）。

图7图示N级SLIC解调结构700的实施例。到第一级710的输入是原始接收信号。对于最末级730，星座是Q的子集。在最末级730中不需要再调制块。包含在最末级730中或与最末级730关联的加法器部件740通过将所有中间符号决定相加来确定整个最终符号决定，如下式给出的：

（7）

在一个实施例中，N级SLIC解调器700的每个中间级720都具有与图6中示出的第i解调级600相同的结构。根据本实施例，第i中间级720通过如本文以前描述地使用输入到第i中间级720的或由第i中间级720选择的基于形心的值的集合而解调由紧接的前级输出的接收信号的修改版本并且输出局部化符号决定来局部化对最终符号决定的搜索。

第i中间级720也生成作为信道120和由级720生成的局部化符号决定的函数的再调制信号。从由紧接的前级输出的接收信号的修改版本中移除再调制信号（例如，如在图6中示出的）来生成接收信号的新修改版本用于输入到紧接在第i中间级720之后的级。减去移除了充当自干扰的部分传送信号。这使较后级具有较少自干扰地操作。输入到i个中间级720中的每个或由i个中间级720中的每个选择的星座包含基于形心的值，其可以或可以不属于Q，然而输入到最末级730的或由最末级730选择的星座是Q的子集。因此，N级SLIC解调结构700的最末级730用作对中从原始信号留下的成分的MLD。

广义地，对如何定义用于SLIC的重叠子集没有限制。子集大小可以变化，可用子集的数量可以从级到另一级而改变，等等。对于ASK的情况，可以使用产生巢状结构和三个子集表示的方式来定义重叠子集。考虑ASK的一般情况，具有由下式给出的星座：

（8）

定义三个重叠子集，其中第一子集包含个负值点。第二子集包含个中间点，其对应于ASK。第三子集包含个正值点。三个子集中的每个的形心分别是、0、以及。对于ASK，相同技术可用于生成三个重叠子集，等等。然后可以使用具有的这些子集来设计N级SLIC解调结构。除了N级SLIC解调器的最末级，由下式给出输入到第i级的或由第i级选择的形心的集合：

（9）

N级SLIC解调器的最末级具有ASK星座。特别地，对于N=L-1，。如果使用最大数量的级N=L，则。再次考虑8ASK，SL34结构满足巢状子集设计。备选地，还可采用具有巢状子集设计的3级SLIC解调器结构，其中第一解调器级和第二解调器级每个都比较9个候选，并且第三（最末）解调器级比较4个候选，总数为21，这稍小于SL34结构的25。

本文描述的SLIC实施例可以容易地适应于其它调制方案（例如，QAM）。SLIC从ASK到QAM的扩展是直接了当的。再次，原理上，对如何定义重叠子集没有限制。在一个实施例中，-ASK的巢状子集设计可推广到-QAM。正像QAM可以被看作取两个ASK星座的乘积来产生复杂QAM星座那样，可以取ASK子集的乘积来产生QAM的子集。

图8图示将ASK推广到16-QAM的实施例。由“X”表示在图8中示出的每个QAM星座点。用于ASK的三个子集（例如图4中示出的）产生用于16-QAM的9个子集，如图8中在星座点的不同组周围画出的框所图示的。至少两个相邻子集具有重叠星座点。中间子集与4-QAM或QPSK（正交相移键控）一致。也从用于ASK的相应三个形心值来确定用于16-QAM的9个形心值（其在图8中示出为圆圈）。ASK可以进一步推广到64-QAM。对于SL34实施例和64-QAM，第一解调级比较个候选并且第二解调器级比较个候选，总数为337。与之相比，对于64-QAM，MLD比较个候选。因此，随着星座增大，SLIC的复杂性降低的优点变得更突出。

重叠子集的设计不必基于部件ASK星座。图9图示16-QAM星座的实施例，其中每个子集直接从QAM星座确定而不从ASK导出。由“X”表示在图9中示出的每个QAM星座点并且子集示出为在星座点的不同组周围画出的框。再次，至少两个相邻子集具有重叠的星座点。本文描述的SLIC实施例中的每个（包含子集选择）产生对具有良好性能的MLD的低复杂性备选方案。例如在MIMO和多码场景中，随着有效调制星座增大，SLIC提供明显的复杂性优点。

包含在接收器110中的软值生成单元160可以在MIMO场景中实现联合检测（JD）来生成软位信息。如本文以前描述的，传统的JD操作在乘积星座上，并且SLIC级i操作在乘积星座上。SLIC过程产生有效星座（EC）（指代为），其可以被视为具有可变粒度的的近似，其由SLIC级决定、等来导向，例如，如在图7中示出的。如上文之前所解释的，较精细的粒度对应于SLIC逐步集中其搜索的区域。

有效星座逐解调级地被构造。在第一解调级152之前，由组成。来自的符号向量是第一解调级152的决定。在第二解调级之前，从移除并且用以下集合来代替：

（10）

与比较，的元素可以视为对的区域中的的元素的更好近似。

类似地对于第二解调级，来自的符号是第二解调级的决定。通过构造，是的元素。在第三解调级之前，从移除并且用以下集合来代替：

（11）

与比较，的元素可以视为对的区域中的的元素的更好近似。

在刚好最末解调级154之前，此构造继续，从而产生最终的，其包含SLIC解，其中L对应于最末解调级154。由于星座大小q和传送符号的数量M变大，的大小变得远小于。

对于包含于在一系列解调级上逐渐构造的有效星座中的点，软值生成单元160基于在解调期间计算的检测指标来确定用于符号决定的软位值。如本文之前所描述的，由最终解调级产生的有效星座缺乏包含在调制星座中的一个或多个点。因此，软值生成单元160使用在一系列解调级上逐渐构造的有效星座来找到最接近真正BNN的有效位最近邻居（EBNN），EBNN中的一些可能不是可用的。

更详细地，软值生成单元160关联由SLIC过程计算出的指标和有效星座中的每个元素e。该指标可以是在用于符号决定的解调期间计算出的检测指标和/或在用于对应于EBNN的符号的解调期间计算出的检测指标。在每种情况下，e是的形式并且a属于。在SLIC级i中，为a计算指标。软值生成单元关联那个指标和e，其指代为。在一个实施例中，软值生成单元从最末解调级154获取用于SLIC解的指标。

图10图示确定SLIC解调器的最终有效星座来用于为仅说明性的4-ASK调制示例生成软位值的实施例。简单起见，让M=1。假设，则最终有效星座是。如图10中示出的，丢失了真正星座符号+1和+3。图11示出映射到每个符号的位和用于每个符号的对应位最近邻居（BNN）和。

软值生成单元160基于SLIC解来生成有效位最近邻居（EBNN）。考虑第k个符号中的用于位的软值。软值生成单元160定义中的EBNN向量（指代为)，其要用在软值计算中。根据一实施例，软值生成单元160在传送域中始终使用欧几里德距离来计算EBNN。聚焦于中的元素e的第k个符号e，软值生成单元160执行两步骤过程。在第一步骤中，对于每个e，软值生成单元160比较e与真正BNN 并且识别最接近的值e。如果多个值e最接近，则软值生成单元160选择其中的也最接近的值来作为。如果只有单个值e最接近，则软值生成单元选择e作为EBNN 。同样，如果，则软值生成单元160选择作为EBNN 。

在第二步骤中，软值生成单元160识别中的具有的元素e。如果多个元素e具有，则软值生成单元160选择其中最接近的元素来作为EBNN 。如果有单个元素e具有，则软值生成单元160选择它作为。特别地，如果等于（除了用代替）的向量属于，则软值生成单元160选择此值作为，与用于JD的原始BNN向量一致。而且，如果并且等于（除了用代替）的向量属于，则它将被选为。因此，每个EBNN对应于包含于由最终解调级产生的有效星座中的点，该点是具有翻转的符号决定的位之一的符号决定中的最接近的符号决定。

然后软值生成单元160如由下式给出地基于EBNN向量来为符号中的位确定软值：

（12）

通过将EBNN向量限制到并且使用它们关联的SLIC指标，不需要新的指标计算来计算软值。

回到以上解释的4-ASK示例，图12示出3个不同的有效星座，其对应于第一解调级中的用于的3个可能决定（-2、0和+2）和由软值生成单元160基于的可能结果而确定的对应EBNN和，如上文详细解释的。软值生成单元160可以预先计算表（例如，图12中示出的表）以使EBNN是预定的并且不需要接收器110的操作期间的计算。备选地，软值生成单元160执行上述两步骤过程来确定EBNN。该两步骤过程可以用硬件、软件或两者的一些组合实现。可以由软值生成单元160执行与两步骤过程关联的所有计算。在另一实施例中，真正BNN是提前预定的并且对于软值生成单元160是已知的先验。这样，软值生成单元160不需要实时计算真正BNN，改为匆忙地工作来只确定EBNN。

在第二步骤中，软值生成单元160可以简化对EBNN向量的搜索。例如，中的多个元素e可具有。代替搜索所有这样的元素并且识别最接近的元素，软值生成单元160通过识别中的具有的第一个e并且将它指派给EBNN向量来简化搜索。搜索的顺序不重要。此外，因为搜索顺序不重要，所以软值生成单元160可以回到第一步骤，在其中首先找到。然后将对应元素e指派给。搜索过程结束并且不需要第二步骤。然后软值生成单元160根据如上所述的式子（12）基于EBNN向量来确定软位值。根据本实施例，软值生成单元160不尝试控制的符号（除了第k个符号以外）并且因此可以减少搜索精度，其带来更快执行的优点。

考虑以上范围的变化和应用，应该理解本发明限于上文描述，其也不限于附图。相反地，本发明仅受限于下文的权利要求和它们的法律等效。

Claims

1.一种为基于调制星座传送的接收符号生成软位值的方法，包括：

经由一系列解调级来解调所述接收符号，每个非最终解调级基于非最终有效星座来产生符号决定，将所述调制星座分组成多个子集，所述子集中的相邻子集具有一个或多个公共点以使至少两个相邻子集重叠，为每个子集确定基于形心的值并将这些基于形心的值分解成一个或多个集合，由所述解调级中的非最终解调级使用的每个非最终有效星座包含形心的值的集合；

确定由最终解调级使用的最终有效星座，其中所述最终有效星座在所述一系列解调级上逐渐构造，并且缺乏包含在所述调制星座中的一个或多个点；以及

对于包含于在所述最终有效星座中的点，基于在解调期间计算出的检测指标来确定用于所述符号决定的软位值。

2.如权利要求1所述的方法，包括：

为每个符号决定的每个位确定有效位最近邻居，每个有效位最近邻居对应于包含于所述最终有效星座中的点，所述点是具有翻转的所述符号决定的位之一的所述符号决定中的最接近的符号决定；以及

基于所述有效位最近邻居来确定所述软位值。

3.如权利要求2所述的方法，包括识别所述最终有效星座中的最接近与所述调制星座关联的真正位最近邻居的一个或多个点，每个真正位最近邻居对应于包含于所述调制星座中的点，所述点是具有翻转的位的所述调制星座中的点之中的最接近的点。

4.如权利要求3所述的方法，包括确定包含于所述最终有效星座中的哪个点或哪些点最接近于所述真正位最近邻居和所述符号决定来确定所述有效位最近邻居。

5.如权利要求3所述的方法，包括：

识别所述最终有效星座中的第一点，所述第一点对应于用于每个符号决定的所述有效位最近邻居之一；

将所述识别的星座点包含于有效位最近邻居的向量中；以及

基于所述有效位最近邻居的向量来确定所述软位值。

6.如权利要求3所述的方法，包括：

识别所述最终有效星座中的点，所述点最接近地对应于用于每个符号决定的所述有效位最近邻居之一；

将所述识别的星座点包含于有效位最近邻居的向量中；以及

基于所述有效位最近邻居的向量来确定所述软位值。

7.如权利要求3所述的方法，包括基于在用于所述符号决定的解调期间计算出的检测指标和在用于对应于所述有效位最近邻居的符号的解调期间计算出的检测指标来确定用于所述符号决定的所述软位值。

8.如权利要求3所述的方法，包括：

基于包含于所述调制星座中的点来计算所述真正位最近邻居；以及

基于包含于所述最终有效星座中的点来计算所述有效位最近邻居。

9.如权利要求3所述的方法，其中所述真正位最近邻居是预定的并且所述有效位最近邻居是基于包含于所述最终有效星座中的点而计算出的。

10.如权利要求3所述的方法，其中所述真正位最近邻居和所述有效位最近邻居是预定的。

11.一种无线通信装置，包括基带处理器，所述基带处理器包含：

多级解调器，可操作来解调基于调制星座而传送的接收符号，所述多级解调器中的每个非最终解调级可操作来基于非最终有效星座产生符号决定，将所述调制星座分组成多个子集，所述子集中的相邻子集具有一个或多个公共点以使至少两个相邻子集重叠，为每个子集确定基于形心的值并将这些基于形心的值分解成一个或多个集合，由所述解调级中的非最终解调级使用的每个非最终有效星座包含形心的值的集合；

确定由最终解调级使用的最终有效星座，其中所述最终有效星座在一系列解调级上逐渐构造，并且缺乏包含在所述调制星座中的一个或多个点；以及

软值生成单元，可操作来对于包含于所述最终有效星座中的点，基于在解调期间计算出的检测指标来确定用于所述符号决定的软位值。

12.如权利要求11所述的无线通信装置，其中所述软值生成单元可操作来基于为每个符号决定的位确定的有效位最近邻居来确定所述软位值，每个有效位最近邻居对应于包含在所述最终有效星座中的点，所述点是具有翻转的所述符号决定的所述位之一的所述符号决定中的最接近的符号决定。

13.如权利要求12所述的无线通信装置，其中所述基带处理器可操作来识别所述最终有效星座的最接近与所述调制星座关联的真正位最近邻居的一个或多个点，每个真正位最近邻居对应于包含于所述调制星座中的点，所述点是具有翻转的位的所述调制星座中的点之中的最接近的点。

14.如权利要求13所述的无线通信装置，其中所述基带处理器可操作来确定包含于所述最终有效星座中的哪个点或哪些点最接近于所述真正位最近邻居和所述符号决定来确定所述有效位最近邻居。

15.如权利要求13所述的无线通信装置，其中所述基带处理器可操作来识别所述最终有效星座中的第一点，所述第一点对应于用于每个符号决定的所述有效位最近邻居之一，并且将所述识别的星座点包含于有效位最近邻居的向量中，并且其中所述软值生成单元可操作来基于所述有效位最近邻居的向量确定所述软位值。

16.如权利要求13所述的无线通信装置，其中所述基带处理器可操作来识别所述最终有效星座中的点，所述点最接近地对应于用于每个符号决定的所述有效位最近邻居之一，并且将所述识别的星座点包含于有效位最近邻居的向量中，并且其中所述软值生成单元可操作来基于所述有效位最近邻居的向量确定所述软位值。

17.如权利要求13所述的无线通信装置，其中所述软值生成单元可操作来基于在用于所述符号决定的解调期间计算出的检测指标和在用于对应于所述有效位最近邻居的符号的解调期间计算出的检测指标来确定用于所述符号决定的所述软位值。

18.如权利要求13所述的无线通信装置，其中所述基带处理器可操作来基于包含于所述调制星座中的点来计算所述真正位最近邻居并且基于包含于所述最终有效星座中的点来计算所述有效位最近邻居。

19.如权利要求13所述的无线通信装置，其中所述真正位最近邻居是预定的并且所述基带处理器可操作来基于包含在所述最终有效星座中的点来计算所述有效位最近邻居。

20.如权利要求13所述的无线通信装置，其中所述真正位最近邻居和所述有效位最近邻居是预定的。