CN103124142A - 具有升压能力的复合类ac到dc电力变换器 - Google Patents

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Abstract

一种具有升压能力的复合类AC到DC变换器。术语“复合AC到DC变换器”已经被造出来以区分并联使用两个或多个变换方法的变换器。用于升压拓扑复合类系统的所有自耦变压器设计开始于使用线到线电压矢量的顶端构造的矢量图。构造器电弧在这些顶端之间摆动且等于线到线电压矢量跨度的长度。然后，自耦变压器三相输出的数目由从相对的矢量顶端到电弧画出的等距线的数目所确定。具有电弧这些线的交叉点被用于设计复合类自耦变压器的绕组的电压比率和互连。

Description

具有升压能力的复合类AC到DC电力变换器
背景技术
本发明涉及采用不对称的自耦变压器技术的交流(AC)到直流(DC)电力变换的装置和方法，以及，更具体地，涉及具有升压能力的AC到DC电力变换的装置和方法。
AC到DC变换器在现代航空航天工业/军事工业上发挥着重要作用。在针对飞机和航空器的更加电子化的架构(MEA)领域中更是这样。
商业飞机业务正在向具有非引气环境控制系统(ECS)、可变频率(VF)配电系统和电气驱动(actuation)的MEA前行。典型示例是波音787平台。空中巴士A350飞机包含了大量的MEA元件。在将来，下一代波音飞机(用于替代737)和空中巴士飞机(用于替代A320)，将更可能使用MEA。一些军用飞机已经在其他功能之间利用MEA用于初级和次级飞行控制。
军用地面车辆已经移向混合电力技术，其中主推进是由电力驱动器执行的。因此，在该领域已经出现了对于增强的动力电子设备大量的需求。未来太空飞行器将需要电子发电系统用于推力矢量和飞行控制驱动。这些系统必须更加耐用并且相比较于现有的航天飞机电力系统来说提供大大降低的操作成本以及安全性。
这些新的航空航天和军事趋势使电气发电的需要大大增加。这总体结果对于使电气设备适应新的平台来说大大增加了其挑战性。已经产生一组新的电能质量和电磁交互(EMI)需求来满足系统质量和性能。最新的趋势，作为MEA的一部分，是高能效的飞机，其中电力和热量管理是互相关的。因此，总体系统性能提高以及特定的功率密度增加对于新一代硬件来说是必须的。这必然导致增加操作电压，以及努力减少系统损耗、重量和容量。特别是应用于AC到DC变换，其对于重量、容量和电力变换电子设备的成本来说是本质上的贡献。
对于EMA飞机来说，电能质量是主要的考虑因素，因为大量的电力系统和设备被安装在相同的总线上。这些系统和设备的电能质量具有更加严格的要求以确保所有的电力供应/利用设备功能恰当的组合。对于电力供应设备，实现附加的监视特征来检测并使设备或设备组隔离，其可以经历电能质量问题。隔离能力用于保护其他操作电源和用电设备。
对于用电设备，施加严格的电能质量要求。这样的要求的某些原因列举如下：
对电能质量问题作出贡献的设备引起其他设备故障。
由于电源的减少的电能质量而阻止设备达到其设计性能或可靠性。
或许为了满足期望的最小重量，被设计成具有减少的或没有功率裕度(power margin)的设备趋向于更容易受电能质量问题影响。而且，被设计成使重量最小化的设备趋向于产生电能质量问题。
由于自身产生的电能质量问题可能引起装置故障。
AC电气设备的电能质量需求由大量的参数组成，这些参数中的某些被列举如下：
电流畸变
涌流
电压畸变
电压调制
功率因数
相平衡
DC含量(content)
由AC谐波组成的电流畸变是用于设备的关键的设计驱动因素。电流谐波、分谐波以及间谐波的需求根据输入电压的多个基波频率指定所允许的畸变。AC到DC变换器的典型的电流谐波谱包括多达39的所有奇次谐波，具有从最大电流基波10％到0.25％的限制范围。电流畸变需求是关键的设计驱动因素因为其通常大大影响设备的重量。还根据设备额定功率指定电流畸变因为电力设备越高其在电源总线上的影响越大。
对于AC到DC变换器，DC输出的需求也是重要的。该需求包括纹波电压和电压降(voltage droop)。纹波电压和电压降确定输出设备诸如逆变器的DC操作范围。
当变换三相AC到DC时，最典型的方法是采用单个三相全波整流器，其中六个整流元件被连接在桥接配置中。在这样的三相全波整流器中，DC电压通过转接整流元件而被输出使得它们以60度的间隔连续传导(conduct)。然而，使用该方法，整流后的DC电压包含具有一段六倍于电源频率的大振幅的电压纹波，产生谐波。
在历史上，无源AC到DC变换器已经主宰了航空航天电力电子工业，因为以下若干原因：简单，缺乏严格的电能质量需求，缺乏严格的EMI合规性(compliance)需求，以及不需要到配电总线的电力再生。无源的AC到DC变换器通常包括二极管和滤波电容器。它们表现为低损耗、高可靠性以及相对低的重量和容量。三相配电总线的主要代表是三相二极管桥，在其最小配置中包括六个二极管和一个平滑电容器。那些变换器的主要缺点是由六步变换(commutation)所引起的输入电流中的高水平谐波含量并且不能将电力转换到相反的方向。
作为EMA起始的一部分，增加的功率电平电子设备已经被安装在最新的平台上。上述导致大量的利用硬件被连接到相同的配电总线。因此，在各种负载和发电系统之间产生了更复杂的关系。缓解供应将产生明确严格的电能质量以及EMI合规性需求。传统的三相二极管桥不能满足新的环境。必须为输入谐波合规性增加复杂的无源滤波器，其导致实质重量的负担(penalty)。
通过实现带有增加变换步骤的各种无源方案已经做出对三相二极管桥的进一步的改进；整流的相数越大，输入谐波的振幅越低。而且，随着变换频率更大，某些低频谐波消失。使用更小的电感器和电容器，容易缓解高频谐波。为了将变换步骤的数目从6增加到12或18，三相配电总线被转换成六或九相总线然后被整流。很多种变压器和自耦变压器可以被用于执行那些任务。相信18脉冲变换器小于12脉冲变换器。因此所设计的多脉冲AC到DC变换器经历增加的重量和容量，更坏的损耗以及减少的可靠性。然而，当仅需要单向电力传输时，此时这些解决方案对于中到低功率电平的应用看起来最具有吸引力。
用于高能效飞机的驱动因素假定需要双向电力传输。这就产生机会以便重新利用来自类似电力致动器的某些负载的再生电力。出现的有源整流可以满足这项复杂的任务。最常见的有源整流器是三相桥，其包括六个二极管、六个开关设备、DC链电容器以及三个接口电感器以便与配电总线去耦。为了实现恰当的高性能操作，需要复杂的矢量控制算法。这导致使用附加的基于DSP的控制电子设备，其具有用于每一开关设备的门驱动器。由于输入电流波形的可控性，所以电能质量合规性相对容易。由于来自开关设备的差分和共模的噪声，所以EMI合规性是更困难的。获得了相当有竞争力的具有双向能力的AC到DC变换器。然而，由于部件数量和它们之间的连接的增加，大大降低了可靠性。很多种有源整流器具有不同的特性。它们的成功是被应用驱动的；因此，不存在明确的总冠军。一些有源的AC到DC变换器不是双向的，例如，Vienna整流器。
在历史上，无源AC到DC变换器已经因为其简单性和更好的可靠性在航空航天工业占有主宰地位。
术语“复合AC到DC变换器”已经被造出来用来区分并联使用两个或多个变换方法的变换器。复合AC到DC变换器的概念起源于朝着更小尺寸、更低重量以及更高能效的自耦变压器进一步改进。
最近开发的的新概念使用24脉冲系统。该系统的确切名称为“复合AC到DC变换器24脉冲顶点”。在这些复合系统中使用的所有自耦变压器满足变压器矢量图，该变压器矢量图使用等边三角形的顶点和它们之间的电弧摆动等于一个三角形边的长度来构造。然后，自耦变压器三相输出的数目由从等边三角形的相对顶点画出的等距线的数量来确定，因此增加描述符“顶点”来帮助识别其类型。具有电弧的这些线的交叉点用于设计自耦变压器的绕组电压比率和交互连接。这种方式设计的自耦变压器具有其振幅低于电压源振幅的输出电压，同时电压源振幅单独修正系统的DC输出电平。由于电压差负载电流分成两个路径。大部分负载电流通过主整流器桥直接整流。其余的负载电流流过自耦变压器并且通过辅助桥整流器整流。该复合AC到DC变换器概念减少了自耦变压器的尺寸和重量并且大大提高了系统的效率。
已经开发的另一概念叫做用于复合AC到DC变换器的中点自耦变压器。这一概念满足变压器矢量图，该变压器矢量图利用等边三角形的顶点和它们之间的电弧摆动等于一个三角形边的长度来构造。然后，自耦变压器相输出的数目由从等边三角形中点画出的等距线的数目确定。具有电弧的这些线的交叉点被用于设计自耦变压器的绕组电压的比率和交互连接。这种方式设计的自耦变压器具有其振幅低于电压源振幅的输出电压，同时电压源振幅单独修正系统的DC输出电平。由于电压差负载电流分成两个路径，大部分负载电流通过主整流器桥直接整流。其余的负载电流流过自耦变压器并且通过辅助桥整流器整流。该复合AC到DC变换器概念减少了自耦变压器的尺寸和重量并且大大提高了系统的效率，与前述可选项类似。
同时，所讨论的复合变换器与现有技术中的不具有升压能力的变换器相比具有很大的性能提高。三相115-Vac系统的整流产生270Vdc的典型的输出电压值。存在很多应用，其中输出电压将被期望得更高为了连续的电力调节的更好性能。在某些配电系统中使用的典型的值是540Vdc，+/-270Vdc和610Vdc。这意味着针对在三相115-Vac系统中使用的传统复合AC到DC变换器，所需的输出电压应该是大约高出整流输出的两倍。
正如可以被看到的那样，需要具有升压能力的复合AC到DC变换器，其能将复合技术的高改善性能和电压升压能力结合在一起。这就需要复合自耦变压器的不对称的特性。
发明内容
本发明的一个方面中，“复合类”升压AC到DC变换器使用不对称的自耦变压器，包括接收大部分自耦变压器电流的主桥整流器；以及多个辅助桥整流器，每一个辅助桥整流器接收自耦变压器电流中相对较小的一部分。传到主整流器的输入AC波形的部分通过变压器内的短路径，并且自耦变压器每一条腿(leg)满足变压器矢量图，该变压器矢量图是使用线到线电压矢量的顶端来构造的且在这些顶端之间摆动的构造器电弧等于线到线电压矢量跨度(span)的长度。
在本发明的另一方面中，一种利用升压AC到DC变换器将AC电力变换成DC电力的方法包括传递负载电流的第一部分通过自耦变压器中的短路径并且进入到主整流器；传递负载电流的第二部分通过自耦变压器；以及整流来自通过具有多个辅助桥整流器的自耦变压器的第二部分的输出，每个辅助桥整流器接收来自自耦变压器每一条腿的输出，其中辅助桥整流器的输出被并联连接到主整流器的输出，并且自耦变压器的每一条腿满足变压器矢量图，该变压器矢量图是使用线到线电压矢量的顶端来构造的且在这些顶端之间摆动的构造器电弧等于线到线电压矢量跨度的长度。
本发明的又一方面中，一种用于减少升压AC到DC变换器的总谐波畸变(THD)的方法包括，传递大部分的负载电流通过自耦变压器的短路径进入到主整流器；传递负载电流的其余部分通过自耦变压器的较长路径；并且整流来自具有多个辅助桥整流器的自耦变压器的输出，每一辅助桥整流器接收来自自耦变压器每一腿的输出，以及辅助桥整流器的每一个通常小于主整流器。
参考附图、说明书和权利要求，本发明的这些和其他特征、方面和优点将变得更好理解。
附图说明
图1示出了现有技术中固有的自耦变压器升压拓扑能力的矢量图。
图2是示出了根据本发明示例性实施例的在1∶1.87下修正具有升压能力的18脉冲“顶点”复合类自耦变压器配置的WYE的矢量图；
图3是示出了根据本发明示例性实施例的18脉冲“顶点”的复合类自耦变压器配置的WYE的矢量图；
图4是示出了仿真电路的示意图；
图5是示出了在图4的仿真电路中使用的自耦变压器AC输入/输出电压的图表；
图6是示出了具有用于图4的仿真电路的负载的预期DC电压降的图表；
图7是示出了在图4的仿真电路中使用的输入电压和电流波形的图表；
图8是示出了图7的电流输入波形(400Hz基波)的快速傅立叶变换(FFT)的图表；
图9是示出了根据本发明示例性实施例的用于18脉冲复合类自耦变压器的所有整流器输出的电流波形的图表；
图10是示出了根据本发明示例性实施例的升压(1∶2)18脉冲“顶点”复合类自耦变压器构造图的矢量图；以及
图11是示出了根据本发明示例性实施例的用于18脉冲复合类自耦变压器的一个自耦变压器腿的绕组内电压和电流的图表。
具体实施方式
以下的详细描述是执行本发明示例性实施例中目前最好的模式。该描述将不被理解为限制意义，而是仅仅出于阐述本发明普遍原理的目的，因为本发明的范围由附加的权利要求最好地限定。
下面描述的各种发明的特征中的每一个可以被彼此单独使用或者与其他特征组合使用。
广泛地，本发明的实施例提供一种具有升压能力的复合AC到DC变换器。术语“复合AC到DC变换器”已经被造出来用于区分于并联地使用两个和多个变换方法的变换器。用于升压拓扑系统的复合类自耦变压器设计开始于矢量图，该矢量图使用线到线的电压矢量的顶端所构造。构造器电弧在这些顶端之间摆动，其等于线到线电压矢量跨度的长度。然后，自耦变压器三相输出的数目由从相对矢量顶端到电弧所画出的等距线的数目所确定。具有电弧的这些线的交叉点被用于设计自耦变压器的绕组电压的比率和互连。应该注意的是将这个类型的自耦变压器从DELTA改变成WYE直接导致相对更小的自耦变压器变换比率(ACR)。
根据本发明的复合类AC到DC变换器可以减少自耦变压器的尺寸和重量并且应当提高整流系统的效率。除了尺寸和重量的减少之外，还存在对于AC到DC变换的方法的需要，该变换方法最小化AC输入总谐波畸变(THD)同时提供升压能力。六脉冲整流方案产生如在等式1中用公式表示的预期的谐波：
F(h)＝(k*q+/-1)*f1                (1)
其中：
F(h)是特征谐波；
k是从1开始的整数；
q是表示变换/周期的整数；以及
f1是基波频率。
六脉冲整流系统的特性电流谐波包括基波的5次、7次、11次、13次、17次、19次和23次。这些谐波具有相当大的量级并且对于六脉冲系统可以超过基波的33％。理论上预测，将要的更高脉冲的整流器系统将减少系统的电流THD。例如，12脉冲的整流器可以具有约8.5％的电流THD(没有低于11次的谐波)，18脉冲的整流器可以具有约3％的电流THD(没有低于17次的谐波)，以及24脉冲的整流器可以具有约1.5％的电流THD(没有低于23次的谐波)。
自耦变压器变换比率(ACR)被用作来比较不同自耦变压器的手段。等式2已经被用作自耦变压器尺寸和重量的比较的基础。
ACR＝2*(IDCout*VDCout/∑(Vrms*Irms))        (2)
其中
Vrms是采用volt-rms值的形式的每一单个绕组处的电压；
Irms是采用amp-rms值的形式的每一单个绕组中的电流；
VDC out是以伏特为单位的输出整流的电压；以及
IDC out是以安培为单位的输出整流的电流。
ACR的单位是W/VA。
使用该等式，典型的自耦变压器被用于各种传统的具有1.53W/VA的ACR的变换器设计中。这种自耦变压器目前被用在AirbusTM A350 VCRUMC和CDMMC控制器设计中。当自耦变压器被设计用于电压升压时，所计算的ACR数开始减少。参见图1，其示出了升压配置。在自耦变压器的升压比率为1∶2(输入比输出)时，变压器的ACR为1.0(或稍小些)。对于不同的比较，1.0的ACR相当于简单三相隔离，1∶2变压器的尺寸和重量。然而，如果只是升压，那么简单三相电压被整流，系统的电能质量遇到这样的配置仍然可以获得一些利益。在本发明的一些实施例中，本发明的升压变换器的自耦变压器可以具有大于1.0的ACR。
自耦变压器的内部绕组的匝数比是其电压升压因数的主要原因。升压拓扑中ACR减少的主要原因可以被看作是自耦变压器绕组伏特*安培(VA)总和在上升同时自耦变压器输出功率保持为恒定。在自耦变压器中伏特*安培增加主要来自从AC输入线的内部连接往外绕制的绕组。
在所有以前的复合自耦变压器拓扑设计中所使用的自耦变压器，采用其一般形式，是不能进行电压升压的。然而，对于复合类自耦变压器拓扑，如果脱离通过绕过自耦变压器周围的一部分负载电流直接至“主”整流器这一思想，那么电压升压就变成可能。当被用于电压升压时，任何自耦变压器拓扑的ACR将开始减少。使用DELTA自耦变压器配置的电压升压，一般来说，会促成电压输出相移。使用WYE配置的电压升压，一般来说，不会使输出电压相移。在图2的图中示出了WYE配置的可能配置。
用于升压拓扑复合类系统的所有自耦变压器设计开始于矢量图，其使用线到线电压矢量的顶端构造。构造器电弧可以在这些顶端之间摆动，其等于线到线电压矢量跨度的长度。然后，自耦变压器三相输出的数目可以由从相对矢量的顶端到电弧画出的等距线的数目所确定。(因此，增加描述符“顶点”来帮助识别其自耦变压器的类型。)具有电弧的这些线的交叉点可以用来设计复合自耦变压器的绕组电压的比率和互连。
用于不具有电压升压的复合AC到DC变换器的自耦变压器拓扑以比“现有技术”自耦变压器高很多的ACR数开始。仿真示出在升压比率为1比2(输入比输出)的自耦变压器处，18脉冲自耦变压器配置的WYE的ACR是1.5。这表明自耦变压器相对于“现有技术”的升压拓扑的尺寸/重量可能减少33％。
根据升压比率和/或所期望的12，18，或24脉冲的类型，许多不同的自耦变压器配置可以被做出用于适合结构图。
已经完成了针对1∶2和1∶1.87升压拓扑的仿真。针对1∶2升压系统的示意图在图3中被示出。18脉冲顶点复合类三相自耦变压器的每一个腿，在该实例中，每一腿具有七个绕组。
与三相自耦变压器腿40a、40b、40c中每一个相关联的绕组被组合在虚线的矩形内(如图4中所示)。AC输入波形42可以被供应给自耦变压器。主整流器44可以接收AC输入波形42的主要部分。多个辅助整流器46-1、46-2可以接收AC输入波形42的其余部分。
9-kW系统的仿真产生如图5中所示的自耦变压器输出电压波形。三个三相整流器的电压示出了系统的输出特性，该输出特性具有在与主要次级相比较时在自耦变压器辅助次级处减少的电压振幅。该电压特性促使源电流在主整流器和辅助整流器之间分开。主整流器承担大部分电流。
当加载这种类型的升压自耦变压器输出时，整流后的DC输出将经历一些电压降。该电压降主要由绕组内固有阻抗所引起。仿真的9-kW系统的典型电压降特性如图6中所示。该自耦变压器电压降与总体系统效率直接相关。对于这样仿真的情况，系统的效率大约是94.5％。用于减少该下降的改进将变成在自耦变压器的尺寸和重量中的权衡。AC输入频率从400改变到800Hz导致另外的2-V下降(现有技术的自耦变压器经历具有负载的更快的电压降以及类似的来自从400改变到800Hz的AC输入频率的另外的电压降。)
输入AC源电压和电流示出几乎一致的功率因数。像所有的AC/DC变换器无源整流器系统那样，AC输入功率因数将依赖于另外的输入滤波器和系统输出负载，如图7中所示。
图8示出了AC输入电流波形(400Hz基波)的快速傅立叶变换(FFT)，其示出了非常低的谐波含量。对于具有400Hz AC输入的该9-kW仿真，该输入电流波形具有大约4％的17次谐波。在400Hz下的总谐波畸变(THD)是5.4％(并且在800Hz下是3.9％)。
如图9中所示，辅助整流器的电流部分小于主整流器的电流部分。该分开的重要性是自耦变压器将具有更少的损耗，如果较大电流部分采取到达其输出的变压器内的“较短”的路径。这样升压复合变压器的许多配置中的一些可能取“差的”ACR，接近“现有技术”中的自耦变压器的ACR。
仿真的18脉冲顶点升压自耦变压器的构造图的一个腿如图10中所示。许多其他矢量组合存在将实现两条线的交叉点的坐标以及该18脉冲配置所需要的电弧。
1∶2升压顶点18脉冲AC到DC变换器的仿真，示出相对于主和辅助二极管桥电流的相电流，在图9中给出。整流器电流促成9-kW阻抗负载展示在复合AC/DC变换器的主和辅助整流器之间的电流分流。因为辅助整流器相对于主整流器来说经历较低的RMS电流，它们可以被选择为比那些用于主整流器的更小的设备(参见图9)。
该自耦变压器配置的七个绕组内的各种电流和电压，这里所示的稍稍大于输入基波一个周期，如图11中所示。一个18脉冲升压自耦变压器的相腿包含本质上三个不同的RMS电压值。
根据本发明实施例的用于具有升压能力的复合类AC到DC变换器的方法呈现出以下优点：
该变换器方法的ACR与基于现有技术变换器估计的升压变换器相比提高50％。
上述可能导致在AC到DC升压变换器重量方面减少33％。
相对小的具有负载的电压降。
高效，因为大部分电力流过串联的主六脉冲整流器，其具有相对低的阻抗变压器绕组。
可以不需要在变换器输入处额外的电感器。
在瞬态输入电压期间，该变换器将采用稳态方式动作。
在瞬态输出负载期间，该变换器将采用稳态方式动作。由于更平滑的电流波形和更高的二极管频率变换，通过使用更小的部件而将使得EMI控制变得容易。
该新方法可以很容易地被用于改进的应用中，因为其呈现减少的容量、重量和损耗。
在航空航天工业中存在对于具有升压能力的AC到DC变换器的需要。本发明的变换器应该能提供改善的性能和减少的重量，并且同时能够将电力递送到DC配电总线并且满足输入AC总线处的要求的电能质量。上面已经讨论的新方法和装置将满足这些需要。已经被执行的最初的分析用来证明该概念的可行性。使用该用于具有升压能力的复合类AC到DC变换器的方法，与现有技术的方法相比本质上提高了电力变换。本发明的方法能够提高整个飞机的能量优化，其对于未来商业和军用平台来说是主要的先决条件。
当然，应该理解前面所述涉及本发明的示例性实施例并在不偏离如下面的权利要求阐述的本发明的精神和范围的情况下做出修改。

Claims (10)

1.一种复合类自耦变压器升压AC到DC变换器，其包括：
主桥整流器(44)，其接收来自自耦变压器电流的大部分；
多个辅助桥整流器(46-1，46-2)，每一个接收来自所述自耦变压器的每一个腿(40a，40b，40c)的输出，其中
来自所述自耦变压器每一个腿的每个输出与所述主桥整流器的输出并联连接，
传递至所述主桥整流器的所述输入AC波形(42)的部分通过所述自耦变压器内的短路径，以及
所述自耦变压器的每一个腿满足变压器矢量图，所述变压器矢量图使用线到线电压矢量的顶端来构造并且在这些顶端之间摆动的构造器电弧等于线到线电压矢量跨度的长度。
2.根据权利要求1所述的升压AC到DC变换器，其中所述输入AC波形被分开，其中通过所述主桥整流器正在被整流的负载电流的大部分经由短路径通过自耦变压器，并且流过所述自耦变压器的负载电流的剩余部分将由所述辅助桥整流器进行整流。
3.根据权利要求2所述的升压AC到DC变换器，其中，自耦变压器三相输出的数目由从相对的矢量顶端到电弧画出的等距线的数目来确定。
4.根据权利要求3所述的升压AC到DC变换器，其中具有所述电弧的线的交叉点被用于设计所述自耦变压器的绕组电压比率和互连。
5.一种用于使用升压AC到DC变换器将AC电力变换成DC电力的方法，所述方法包括：
传递负载电流的第一部分通过自耦变压器中的短路径并且进入到主整流器(44)；
传递负载电流的第二部分通过所述自耦变压器；以及
整流来自通过具有多个辅助桥整流器(46-1，46-2)的所述自耦变压器的第二部分的输出，所述辅助桥整流器中的每一个接收来自所述自耦变压器每一个腿(40a，40b，40c)的输出，其中
所述辅助桥整流器的输出被并联连接到所述主整流器的输出，以及
自耦变压器的每一个腿满足变压器矢量图，所述变压器矢量图是使用线到线电压矢量的顶端来构造的且在这些顶端之间摆动的构造器电弧等于所述线到线电压矢量跨度的长度。
6.根据权利要求5所述的方法，进一步包括通过提供作为总AC输入的少数部分的所述第二部分给所述自耦变压器而使得来自所述自耦变压器的损耗最小化。
7.根据权利要求5或6所述的方法，其中所述第一部分是所述负载电流的大部分，并且所述第二部分是所述负载电流的剩余部分。
8.根据权利要求7所述的方法，其中每一个辅助桥整流器通常小于所述主整流器。
9.根据权利要求5至8中任意一项所述的方法，其中所述变换器是18脉冲变换器。
10.根据权利要求5至8中任意一项所述的方法，其中所述自耦变压器具有大于1的自耦变压器变换比率(ACR)。
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