CN103108272A - 一种调制气流声源及无传感器闭环调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及声换能器领域，提供一种调制气流声源及其无传感器闭环调制方法。所述方法包括：将叠加了高频检测信号的音频信号作为输入量，通过音频功放，驱动音圈振动；对经过调制后的线圈电流信号进行采样、线性放大、滤波和正交分解，得到其瞬时相位；根据瞬时位移与瞬时相位之间的关联模型，得到音圈瞬时位移，实现对音圈位置进行闭环控制调节。所述调制气流声源包括音圈、纯铁磁芯、音频功放和闭环控制调节器、电流检测电阻，以及精密差动放大电路、带通滤波器和正交解调电路和处理器。本发明无附加传感器，无需破坏换能器结构完整性，闭环调制成本低；可靠性高，抗干扰性强，适合在高温、高压、高湿度等环境下工作。

Description

一种调制气流声源及无传感器闭环调制方法

技术领域

本发明涉及声换能器领域，具体涉及一种调制气流声源无传感器闭环调制方法。

背景技术

调制气流声源是一种通过激励音圈振动而实现对高速气流调制发声的大功率高压流体声源。目前，现有技术调制气流声源调制方式采用开环调制和传感器闭环调制两种。调制气流声源开环调制方式即为音圈瞬时位移没有实时反馈到音频功放电路中去；调制气流声源传感器闭环调制方式即为借助位移传感器把音圈瞬时位移实时反馈到功放驱动电路中去，实现气路调制比精确控制。

调制气流声源开环调制方式下，音圈运动位移幅度与音频信号大小受高压气流扰动影响很大，无法准确控制高压气流调制比且音圈位移具有不确定性，最终导致调制噪声加大，声能转换效率下降，所产生声波的相位也具有很大的随机性，无法实现强声多阵元相干组阵。

调制气流声源闭环调制方式可使音圈振动系统运动位移的幅值相位与音频信号保持高度一致，从而实现气路调制比精确控制，大幅降低调制气流扰动噪声，提升语音品质和声压级。在此基础上,可实现多阵元强声相干聚束。由于调制气流换能器结构紧凑，音圈振动系统对音圈质量要求较高，很难实现传感器安装，且工作环境恶劣，传感器闭环调制可靠性低、代价昂贵。

发明内容

鉴于上述现有技术所存在的问题，本发明要解决的问题是提供一种无需安装传感器，并且能够实现调制气流声源闭环调制的方法。该方法可使音圈振动系统运动位移的幅值相位与音频信号保持高度一致，能够大幅降低调制气流扰动噪声，提升声源发音品质和声压级。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

一种调制气流声源无传感器闭环调制方法，包括以下步骤：

S1.在调制气流声源的初始音频信号的基础上叠加高频检测信号；

S2.将叠加了高频检测信号的音频信号作为输入量，通过音频功放，驱动音圈振动；

S3.在所述音频功放的输出端串入电流检测电阻，检测线圈的电流信号；然后用精密差动放大电路对经过调制后的线圈电流信号进行采样和线性放大，再通过带通滤波器得到调制后的高频检测信号，所述带通滤波器的中心频率与所述高频检测信号的频率相同；

S4.对调制后的高频检测信号进行正交分解，得到其瞬时相位；根据音圈瞬时位移与瞬时相位之间的关联模型，计算出对应的音圈瞬时位移；

S5.利用步骤S4得到的音圈瞬时位移作为反馈量，对音圈位置进行闭环控制调节，实现调制气流声源的闭环调制。

优选地，所述步骤S1中叠加的高频检测信号的频率为所述调制气流声源的截止频率的5~10倍。

优选地，所述步骤S1中叠加的高频检测信号的频率小于所述音频功放的截止频率。

优选地，所述步骤S3中带通滤波器的通带宽度大于或等于所述调制气流声源的截止频率。

优选地，所述步骤S4中音圈瞬时位移与瞬时相位之间的关联模型是通过建立数学模型，并在离线状态下采用高精度检测仪器测量实际位移进行修正所述数学模型得到。

优选地，所述步骤S5中对音圈位置进行闭环控制调节采用PID算法或超前滞后校正网络算法。

本发明还提供一种调制气流声源，包括音圈、纯铁磁芯、音频功放和闭环控制调节器，进一步，在调制气流声源初始音频信号的基础上叠加高频检测信号；将叠加了高频检测信号的音频信号作为输入量，通过音频功放，驱动音圈振动；在所述音频功放输出端设置有电流检测电阻，所述电流检测电阻用于检测音圈内线圈的电流信号；在所述音圈的输出端依次设置精密差动放大电路、带通滤波器和正交解调电路，所述精密差动放大电路对经过调制后的线圈电流信号进行采样和线性放大，所述带通滤波器用于提取调制后的高频检测信号，所述正交解调电路用于对所述调制后的高频检测信号进行正交分解，得到其瞬时相位；在所述正交解调电路后设置有处理器，所述处理器存储有音圈瞬时位移与瞬时相位之间的关联模型，用于根据经过所述正交解调电路得到的瞬时相位来输出音圈的瞬时位移，最终通过所述闭环控制调节器实现闭环调制。

优选地，所述高频检测信号的频率为所述调制气流声源的截止频率的5~10倍。

优选地，所述高频检测信号的频率小于所述音频功放的截止频率。

优选地，所述带通滤波器的通带宽度应大于或等于所述调制气流声源的截止频率。

本发明取得的有益效果是：

(1)无附加传感器，无需破坏换能器结构完整性；

(2)可靠性高，抗干扰性强，适合在高温、高压、高湿度等环境下工作；

(3)无附加传感器，闭环调制成本低；

(4)闭环调制下的调制气流强声源可大幅降低气流扰动噪声，提升发音品质和电声转换效率；

(5)音频信号相位具有可控性，在此基础上可以实现多调制气流声源组阵相干聚束。

附图说明

图1为典型的调制气流声源结构示意图；

图2为调制气流声源音圈振动系统调制原理示意图；

图3为NASA研制的具有闭环调制功能的调制气流声源示意图；

图4为调制气流声源音圈振动系统结构简化示意图；

图5为本发明所述调制气流声源组成结构示意图；

图6为本发明所述音圈瞬时位移检测方法信号流图；

图7为本发明所述高频检测信号与音频信号之间的频率隔离示意图；

图8为本发明所述高频检测信号提取及正交解调电路原理图；

图9为本发明所调制气流声源闭环调制信号流图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施方式对本发明所述的技术方案作进一步说明。

图1为典型的调制气流声源结构示意图。图2为调制气流声源音圈调制原理示意图。图1中，11为高速气流进气入口，12为调制气流环缝，13为弹性元件，14为音圈内线圈，15为永磁体，16为音圈，17为气流出口导流锥。图2中，21为气流出口导流锥，22为高速气流进气入口，23为调制气流环缝，24为弹性元件，25为弹性元件支撑壁，26为音圈，27为音圈内绕制的线圈，28为永磁体，提供恒定磁场。工作时高压气体进入气室，通过音频信号控制音圈振动，使排缝结构气路截面积发生变化，进而实现高速气流调制，在出口产生压力扰动，形成脉动声源，并耦合号筒向外辐射声波。

图3为美国国家航空和宇宙航行局研制的一款具有闭环调制功能的气流调制声源示意图。图3中，301为高速气流出口；302为红外光源发射器，发射探测空外光束；303为永磁体，提供驱动音圈的恒定磁场；304为音圈；305为音圈内绕制的线圈；306为调制气流环缝；307为高速气流进气入口；308为红外光束接收器，通过检测透过调制气流环缝光束强度来计算音圈瞬时位移；309为闭环控制调节器，实现闭环调制；310为音频信号源；311为音频功放，驱动音圈振动系统，实现气流调制。图3给出的闭环调制方法采用红外光束对音圈瞬时位移进行在线检测，闭环调制精度受气流扰动、气体水雾等因素影响很大，且传感器需要工作在高温高压高湿度环境下，可靠性较差。

图4为调制气流声源音圈振动系统结构简化示意图，其中41为高速气流进气入口；42为调制气流环缝；43为音圈；44为音圈内绕制的线圈；45为永磁体；46为弹性元件。永磁体45紧贴音圈内壁，音圈内绕制的线圈44周围充满了强磁场。当线圈44内有电流通过时，受垂直磁场方向上的洛伦兹力影响，线圈44将产生切割磁力线运动，同时带动与之固连的音圈43产生相应运动，高速气流环缝截面积发生变化，气流被音频调制，实现流体能向声能转换。整个运动过程复杂：线圈运动时切割磁力线，将产生反向电动势，同时音圈位置y发生变化，线圈自感系数响应改变，其等效复阻抗也会随之改变，线圈内的电流信号将产生电感调制效应。音圈内电流信号发生的电感调制效应与音圈瞬时位移有着某种特定的函数关系，通过建立理论模型和实验数据拟核的方法可以获得该函数的实际参数，这正是音圈瞬时位移检测算法的理论依据。

本发明所述调制气流声源的无传感器闭环调制方法可通过图5描述。采用叠加高频检测信号方式可以有效地避开音频信号干扰，音频功放单元能够对高频检测信号进行有效放大，避免被淹没在噪声中。同时频带的隔离有效地避开了音圈切割磁力线运动而产生的反向电动势的干扰，使高频检测信号的电感调制效应引发的相位变化能够真实的反映出音圈瞬时位移的变化。通过对音圈内绕制线圈中电流信号进行采样、放大、带通滤波及正交解调电路等处理后，得到高频检测信号瞬时相位变化量信息，处理器根据音圈瞬时位移与瞬时相位关联模型，可得到音圈瞬时位移，进一步可实现调制气流声源闭环调制。音圈瞬时位移与瞬时相位关联模型可通过数学建模方式取得，模型具体参数可在在离线状态下采用高精度检测仪器（如激光测距仪）等辅助工具获得。

下面结合图6、图7、图8和图9对本发明具体实施步骤做进一步详细阐述。图6所示为本发明所述音圈瞬时位移检测方法信号流图。

步骤1：

利用调制气流声源音圈振动系统有限带宽特性和线圈内电流信号的电感调制效应，在调制气流声源初始音频信号S(t)的基础上叠加高频检测信号H(t)。

由于音频信号为非平稳随机信号，其频率分量与幅值复杂多变，并且还受到线圈切割磁力线运动时产生的反向电动势的干扰，直接利用初始音频信号的电感调制效应观测音圈瞬时位移是困难的。考虑到音圈振动系统频率具有有限带宽特点则可以充分利用音圈振动系统的“剩余”带宽，通过在初始音频信号内增加高频信号来实现对音圈瞬时位移的观测。

图6给出了高频检测信号与初始音频信号之间的频率隔离示意图，图中f_s为调制气流声源的截止频率，f_m为高频检测信号的频率，f_g为音频功放的截止频率，叠加高频检测信号H(t)的频率f_m选择在调制气流声源的截止频率f_s之外，通常f_m取f_s值的5~10倍为宜。同时，为了避免高频检测信号衰减严重，f_m应选在音频功放的截止频率f_g之内。例如，f_s=1500Hz，f_g=20000Hz时，可选择f_m=15000Hz左右。三者之间关系为f_s<<f_m<f_g。

步骤2：将叠加了高频检测信号的音频信号作为输入量，通过音频功放，驱动音圈振动。

步骤3：在音频功放输出端串入电流检测电阻，检测线圈的电流信号；用精密差动放大电路对经过调制后的线圈电流信号进行采样，并线性放大，之后，通过带通滤波器得到调制后的高频检测信号M(t)。图8为本发明所述高频检测信号提取及正交解调电路原理图。为了减少音频信号干扰，带通滤波器的中心频率也为f_m；同时为了避免音圈瞬时位移信息的完整性，带通滤波器的通带宽度应大于或等于f_s。

步骤4：首先，对调制后的高频检测信号M(t)进行正交分解，得到其瞬时相位

正交分解原理如下：

设M(t)信号表达式为：M(t)＝Asin(ωt+φ(t))，ω为其角频率，为已知量。分别取参考信号-sin(ωt)、cos(ωt)与M(t)相乘，即：

$U_Q\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}M\left(t\right)\cos \left(\mathrm{\&omega;t}\right)=\frac{A}{2}\cos (2\mathrm{\&omega;t}+\mathrm{\&phi;}\left(t\right))+\frac{A}{2}\cos \left(\mathrm{\&phi;}\left(t\right)\right)---\left(1\right)$

$U_R\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}-M\left(t\right)\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)=-\frac{A}{2}\sin (2\mathrm{\&omega;t}+\mathrm{\&phi;}\left(t\right))+\frac{A}{2}\sin \left(\mathrm{\&phi;}\left(t\right)\right)---\left(2\right)$

对(1)(2)式低通滤波，除去高频分量，取低频分量，即得：

${\left\{U_Q\right\}}_{\mathrm{LpFilter}}=\frac{A}{2}\cos \left(\mathrm{\&phi;}\left(t\right)\right),{\left\{U_R\right\}}_{\mathrm{LpFilter}}=\frac{A}{2}\sin \left(\mathrm{\&phi;}\left(t\right)\right)---\left(3\right)$

根据(3)式，通过反正切函数tag^-1可以得到瞬时相位φ(t)。

接下来，建立音圈瞬时位移y(t)与瞬时相位

的关联模型。具体实施为：如图8所示，设串入采样纯电阻值为R_m，振动线圈复阻抗Z＝jωL+R₀，激励电压值为U(t)。根据线性分压原理，采样端电压输出公式为：

$\frac{U_m}{U}=\frac{R_m}{\mathrm{j\&omega;L}+R_o+R_m}---\left(4\right)$

当线圈电感值L变化时，相应的瞬时相位角

为：

当电感L发生变化时相位角

发生相应变化，上式两边同时微分，得：

上式揭示了电感变化量与相位角变化量之间的函数关系。接下来还需知道音圈瞬时位移y与电感变化量dL之间的函数关系。音圈瞬时位移变化将直接导致电感量变化，二者关系可用过原点(0,0)的函数f(y)关联，即：

dL＝f(y)(7)

由于音圈瞬时位移y呈微幅震动状态，可在y=0处Taylar展开，得：

$\mathrm{dL}=f^{\&prime;}\left(0\right)y+\frac{1}{2!}{f}^{\left(2\right)}\left(0\right)y^2+...+\frac{1}{n!}{f}^{\left(n\right)}\left(0\right)y^n+...---\left(8\right)$

例如，当采用一阶近似时，

与y之间的函数关系可近似为：

式（9）中，L₀为y=0时的电感值，该值可在音圈静止状态下通过仪器直接测量获得。R_m为采样电阻，已知量R_o为音圈电枢纯电阻值，可通过仪器测量。f′(0)为线性因子常数，该值可通过离线标校音圈瞬时位移y与音圈电感变化量dL值之间线性关系获得。

为了提高音圈瞬时位移检测精度，可在离线状态下采用高精度检测仪器（如激光测距仪）等辅助工具修正音圈振动系统先验数学模型，优化动态观测器算法。

步骤5：利用音圈瞬时位移y作为反馈量，针对音圈振动系统设计闭环控制调节器，实现调制气流声源闭环调制。调制气流声源闭环调制信号流图如图9所示。其中，闭环控制调节器可采用PID算法、超前滞后校正网络算法等传统控制理论算法。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种调制气流声源无传感器闭环调制方法，其特征在于包括以下步骤：

S1.在调制气流声源的初始音频信号的基础上叠加高频检测信号；

S2.将叠加了高频检测信号的音频信号作为输入量，通过音频功放，驱动音圈振动；

S3.在所述音频功放的输出端串入电流检测电阻，检测线圈的电流信号；然后用精密差动放大电路对经过调制后的线圈电流信号进行采样和线性放大，再通过带通滤波器得到调制后的高频检测信号，所述带通滤波器的中心频率与所述高频检测信号的频率相同；

S4.对调制后的高频检测信号进行正交分解，得到其瞬时相位；根据音圈瞬时位移与瞬时相位之间的关联模型，计算出对应的音圈瞬时位移；

S5.利用步骤S4得到的瞬时位移作为反馈量，对音圈位置进行闭环控制调节，实现调制气流声源的闭环调制。

2.根据权利要求1所述的调制气流声源无传感器闭环调制方法，其特征在于：所述步骤S1中叠加的高频检测信号的频率为所述调制气流声源的截止频率的5~10倍。

3.根据权利要求2所述的调制气流声源无传感器闭环调制方法，其特征在于：所述步骤S1中叠加的高频检测信号的频率小于所述音频功放的截止频率。

4.根据权利要求1至3之一所述的调制气流声源无传感器闭环调制方法，其特征在于：所述步骤S3中带通滤波器的通带宽度大于或等于所述调制气流声源的截止频率。

5.根据权利要求4所述的调制气流声源无传感器闭环调制方法，其特征在于：所述步骤S4中音圈瞬时位移与瞬时相位之间的关联模型是通过建立数学模型，并在离线状态下采用高精度检测仪器测量实际位移进行修正所述数学模型得到。

6.根据权利要求4所述的调制气流声源无传感器闭环调制方法，其特征在于：所述步骤S5中对音圈位置进行闭环控制调节采用PID算法或超前滞后校正网络算法。

7.一种调制气流声源，包括音圈、纯铁磁芯、音频功放和闭环控制调节器，其特征在于：在调制气流声源初始音频信号的基础上叠加高频检测信号；将叠加了高频检测信号的音频信号作为输入量，通过音频功放，驱动音圈振动；在所述音频功放输出端设置有电流检测电阻，所述电流检测电阻用于检测音圈内线圈的电流信号；在所述音圈的输出端依次设置精密差动放大电路、带通滤波器和正交解调电路，所述精密差动放大电路对经过调制后的线圈电流信号进行采样和线性放大，所述带通滤波器用于提取调制后的高频检测信号，所述正交解调电路用于对所述调制后的高频检测信号进行正交分解，得到其瞬时相位；在所述正交解调电路后设置有处理器，所述处理器存储有音圈瞬时位移与瞬时相位之间的关联模型，用于根据经过所述正交解调电路得到的瞬时相位来输出音圈的瞬时位移，最终通过所述闭环控制调节器实现闭环调制。

8.根据权利要求7所述的调制气流声源，其特征在于：所述高频检测信号的频率为所述调制气流声源的截止频率的5~10倍。

9.根据权利要求7或8所述的调制气流声源，其特征在于：所述高频检测信号的频率小于所述音频功放的截止频率。

10.根据权利要求9所述的调制气流声源，其特征在于：所述带通滤波器的通带宽度应大于或等于所述调制气流声源的截止频率。

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