CN102970263B - 一种基于mdpcm-mrzopam联合的可见光通信中信号调制与解调方法 - Google Patents

Abstract

一种基于MDPCM-MRZOPAM联合的可见光通信中信号调制与解调方法，涉及一种用于可见光通信的信号调制与解调方法。它是为了提升可见光通信系统数据传输速率，增加带宽利用率。信号调制方法：将可见光通信系统中M×N进制的系统数据采用M×N PACCM的方法调制为M×N进制的随幅度和周期变化的调制波形；信号解调方法：首先，将调制信号的幅度根据最大释然概率判断准则，并通过公式获得解调后的格雷码，进而得到原始系统数据m；然后，将前述解调系统数据后的脉冲中的周期信号采用公式获得解调制后的格雷码，进而得到原始系统数据n；从而完成实现可见光通信中信号的解调。本发明适用于可见光通信系统中。

Description

一种基于MDPCM-MRZOPAM联合的可见光通信中信号调制与解调方法

技术领域

本发明涉及一种用于可见光通信的信号调制与解调方法。

背景技术

随着国家对绿色照明器件的支持，白炽灯、荧光灯等传统照明方式逐渐被白光发光二极管（LED）所替代，而基于白光LED的可见光通信技术也吸引了研究人员的越来越广泛关注。可见光通信的特点是无额外辐射，对人体无害，可以提供安全的通信环境；不需要特殊的频段申请，简化了设备使用手续；不会对航空设备或者医疗设备造成影响，适合在航空器以及医疗场所中使用。基于以上的多种优点，可见光通信技术成为了短距离室内通信的一种备用选择。

可见光通信技术对可见光光源进行调制，通过控制LED发光光强的高速闪烁进行发送信息。在接收端通过使用诸如光敏二极管、光敏三极管、硅光电池等光敏器件对已调光信号进行捕捉、接收光强度信号，再进行解调获得原始传输信息。目前，由于LED的器件限制，其开关速度是受限的，往往只有数十MHz，所以解决在带宽限制情况下提高可见光通信系统的通信速率问题，是当前可见光通信的研究热点之一。一种解决途径就是对调制方式的研究与改进，使用更高效的调制方式，以达到提升数据传输速率的目的。考虑到可见光这种特殊的传输介质，并且室内通信需要兼顾照明的系统特点，所以针对调制方式的研究，需要考虑以下几点，首先，在整个可见光通信过程中，必须满足用户的照明要求，不会因为数据传输造成光源闪烁从而影响用户对照明的感观；其次，调制方式的实现电路必须是较简单的系统结构，并拥有尽可能高的带宽利用率；三是调制方式必须支持用户进行调节光强，即可以实现明暗控制。以上三个要求对可见光通信系统中的调制方式研究提出了具体要求。

发明内容

本发明是为了提升可见光通信系统数据传输速率，增加带宽利用率，从而提供一种基于MDPCM-MRZOPAM联合的可见光通信中信号调制与解调方法。

一种基于MDPCM-MRZOPAM联合的可见光通信中信号调制与解调方法，信号调制方法：将可见光通信系统中M×N进制的系统数据(m,n)采用M×N PACCM的方法调制为M×N进制的随幅度和周期变化的调制波形；

所述调制方法是通过改变M×N进制的系统数据(m,n)所对应脉冲的幅度A_(m，n)与周期T_(m，n)实现的，其中系统数据(m,n)满足：m=0,1,...,M-1，n=0,1，...,N-1，其中M、N均为大于2的正整数；

信号解调方法：

首先，将调制信号的幅度A_(m，n)根据最大释然概率判断准则，采用公式：

${\mathrm{dec}}_{\mathrm{ML}}\left[A_{(m,n)}\right]=\underset{a\∈A}{\arg \min }{\left|\right|A_{(m,n)}-a_i\left|\right|}^2,$

获得解调后的格雷码G_m，再根据所述格雷码G_m与原始码元之间的对应关系得到与原始系统数据m；其中a_i为第一判断区域；

然后，将已解调系统数据m后的脉冲中的周期信号T_(m，n)采用公式：

${\mathrm{dec}}_{\mathrm{ML}}\left[T_{(m,n)}\right]=\underset{t\∈T}{\arg \min }{\left|\right|T_{(m,n)}-t_i\left|\right|}^2$

获得解调制后的格雷码G_n；再根据所述格雷码G_n与原始码元之间的对应关系得到与原始系统数据n；从而完成实现可见光通信中信号的解调；其中t_i为第二判断区域。

调制方法中：M×N进制的系统数据(m,n)所对应脉冲的幅度A_(m，n)与周期T_(m，n)分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{A}_{(m,n)}=a_{\mathrm{BS}}+[G_m+1]\×a_{\mathrm{slot}}\\ T_{(m,n)}=t_{\mathrm{BS}}+(G_n+1)\·t_{\mathrm{slot}}\end{array}\right.$

其中：G_m为系统数据m所对应的格雷码码元，G_n为系统数据n所对应的格雷码码元；a_BS为M×N PACCM调制波形中的基本幅度，a_slot为相邻两个格雷码元的调制脉冲波形幅度之间的幅度分辨间隔；t_BS为M×N PACCM调制基本波形的持续时间，t_slot为相邻两个格雷码元的调制脉冲周期之间的时间分辨间隔。

调制信号的幅度A_(m，n)对应的高电平脉冲持续时间为t_(m，n)，所述t_(m，n)是根据公式：

$t_{(m,n)}=\frac{a_{\mathrm{BS}}+{\mathrm{Ma}}_{\mathrm{slot}}}{a_{\mathrm{BS}}+(G_m+1)a_{\mathrm{slot}}}\×t_0$

获得的，其中t₀是幅度(a_BS+Ma_slot)所对应的高电平持续时间，其中(a_BS+Ma_slot)为当系统数据m取最大值M时所对应的幅度。

T_(m，n)的持续时间是根据公式：

T_(m，n)=t_BS+(G_n+1)t_slot

获得的。

调制信号的表达式为：

$S_{(m,n)}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}{a}_{\mathrm{BS}}+(G_m+1)a_{\mathrm{slot}},& 0\&le;t<\frac{a_{\mathrm{BS}}+{\mathrm{Ma}}_{\mathrm{slot}}}{a_{\mathrm{BS}}+(G_m+1)a_{\mathrm{slot}}}\&times;t_0\\ 0.& \frac{a_{\mathrm{BS}}+{\mathrm{Ma}}_{\mathrm{slot}}}{a_{\mathrm{BS}}+(G_m+1)a_{\mathrm{slot}}}\&times;t_0\&le;t<t_{\mathrm{BS}}+(G_n+1)t_{\mathrm{slot}}\end{array}.\right.$

第一判断区域a_i是根据公式：

$a_i=\left\{\begin{array}{cc}(-\&infin;,p\&times;[a_{\mathrm{BS}}+\frac{3}{2}{a}_{\mathrm{slot}}\left]\right)& i=1\\ [p\&times;[a_{\mathrm{BS}}+(i+\frac{1}{2})a_{\mathrm{slot}}],p\&times;[a_{\mathrm{BS}}+(i+\frac{3}{2})a_{\mathrm{slot}}\left]\right)& 2\&le;i\&le;M-1\\ [p\&times;[a_{\mathrm{BS}}+(M+\frac{1}{2})a_{\mathrm{slot}}],+\&infin;)& i=M\end{array}\right.$

获得的。

第二判断区域t_i是根据公式：

$t_i=\left\{\begin{array}{cc}(-\&infin;,t_{\mathrm{BS}}+\frac{3}{2}{t}_{\mathrm{slot}})& i=1\\ [t_{\mathrm{BS}}+(i+\frac{1}{2})t_{\mathrm{slot}},t_{\mathrm{BS}}+(i+\frac{3}{2})t_{\mathrm{slot}})& 2\&le;i\&le;N-1\\ [t_{\mathrm{BS}}+(N+\frac{1}{2})a_{\mathrm{slot}},+\&infin;)& i=N\end{array}\right.$

获得的。

M×N PACCM调制基本波形的持续时间t_BS与相邻两个格雷码元的调制脉冲周期之间的时间分辨间隔t_slot的关系，满足下式：

$\left\{\begin{array}{c}{a}_{\mathrm{slot}}<a_{\mathrm{BS}}\\ t_{\mathrm{slot}}<t_{\mathrm{BS}}\end{array}\right..$

M×N PACCM调制波形中的基本幅度a_BS的取值为：

a_BS＝A_illumination

式中：Ai_llumination表示室内照明所需要的光照幅度；

幅度(a_BS+Ma_slot)所对应的高电平持续时间t₀的取值为：

$t_0\&GreaterEqual;\frac{1}{1.1B}$

式中，B为光通信系统的带宽；

M×N PACCM调制基本波形的持续时间t_BS的取值为：

$t_{\mathrm{BS}}\&GreaterEqual;(\frac{a_{\mathrm{BS}}+{\mathrm{Ma}}_{\mathrm{slot}}}{a_{\mathrm{BS}}+a_{\mathrm{slot}}}+1)\&times;\frac{1}{1.1B}$

式中，B为光通信系统的带宽；

相邻两个格雷码元的调制脉冲波形幅度之间的幅度分辨间隔a_slot的取值为：

a_slot>2|A.I.E.|

式中，A.I.E.为调制相邻两个码元的幅度间隔误差；

相邻两个格雷码元的调制脉冲周期之间的时间分辨间隔t_slot的取值为：

t_slot>2|T.I.E.|

式中，T.I.E为调制相邻两个码元的时间间隔误差。

本发明是一种基于MDPCM-MRZOPAM的M×N进制脉冲幅度周期联合（M×N PulseAmplitude & Cycle Combined modulation,M×N PACCM）的可见光通信中信号调制与解调方法，本发明是根据发送波形的幅度和周期的不同来区别不同的信息，从而提高带宽利用率，相同带宽下能大幅提高信息传输速率。相比于单纯的M进制DPCM以及N进制RZOPAM调制技术，一个M×N PACCM调制波形可以实现M×N进制的数据传输，例如，对于8-DPCM与16-RZOPAM，一个单纯8-DPCM波形仅仅实现8进制数据传输，16-RZOPAM波形仅仅实现16进制数据传输，而一个8×16PACCM调制波形可以实现128进制的数据传输，呈现指数形式增长。

附图说明

图1是本发明的调制方法的波形示意图；图2是本发明的调制方法的星座示意图。

具体实施方式

具体实施方式一、结合图1说明本具体实施方式，一种基于MDPCM-MRZOPAM联合的可见光通信中信号调制与解调方法，信号调制方法：将可见光通信系统中M×N进制的系统数据(m,n)采用M×N PACCM的方法调制为M×N进制的随幅度和周期变化的调制波形；

所述调制方法是通过改变M×N进制的系统数据(m,n)所对应脉冲的幅度A_(m，n)与周期T_(m，n)实现的，其中系统数据(m,n)满足：m=0,1,...,M-1，n=0,1，...,N-1，其中M、N均为大于2的正整数；

信号解调方法：

首先，将调制信号的幅度A_(m，n)根据最大释然概率判断准则，采用公式：

${\mathrm{dec}}_{\mathrm{ML}}\left[A_{(m,n)}\right]=\underset{a\&Element;A}{\arg \min }{\left|\right|A_{(m,n)}-a_i\left|\right|}^2$

获得解调后的格雷码G_m，再根据所述格雷码G_m与原始码元之间的对应关系得到与原始系统数据m；其中a_i为第一判断区域；

然后，将已解调系统数据m后的脉冲中的周期信号T_(m，n)采用公式：

${\mathrm{dec}}_{\mathrm{ML}}\left[T_{(m,n)}\right]=\underset{t\&Element;T}{\arg \min }{\left|\right|T_{(m,n)}-t_i\left|\right|}^2$

获得解调制后的格雷码G_n；再根据所述格雷码G_n与原始码元之间的对应关系得到与原始系统数据n；从而完成实现可见光通信中信号的解调；其中t_i为第二判断区域。

调制方法中：M×N进制的系统数据(m,n)所对应脉冲的幅度A_(m，n)与周期T_(m，n)分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{A}_{(m,n)}=a_{\mathrm{BS}}+[G_m+1]\&times;a_{\mathrm{slot}}\\ T_{(m,n)}=t_{\mathrm{BS}}+(G_n+1)\&CenterDot;t_{\mathrm{slot}}\end{array}\right.$

其中：G_m为系统数据m所对应的格雷码码元，G_n为系统数据n所对应的格雷码码元；a_BS为M×N PACCM调制波形中的基本幅度，a_slot为相邻两个格雷码元的调制脉冲波形幅度之间的幅度分辨间隔；t_BS为M×N PACCM调制基本波形的持续时间，t_slot为相邻两个格雷码元的调制脉冲周期之间的时间分辨间隔。

调制信号的幅度A_(m，n)对应的高电平脉冲持续时间为t_(m，n)，所述t_(m，n)是根据公式：

$t_{(m,n)}=\frac{a_{\mathrm{BS}}+{\mathrm{Ma}}_{\mathrm{slot}}}{a_{\mathrm{BS}}+(G_m+1)a_{\mathrm{slot}}}{t}_0$

获得的，其中t₀是幅度(a_BS+Ma_slot)所对应的高电平持续时间，其中(a_BS+Ma_slot)为当系统数据m取最大值M时所对应的幅度。

T_(m，n)的持续时间是根据公式：

T_(m，n)=t_BS+(G_n+1)t_slot

获得的。

调制信号的表达式为：

$S_{(m,n)}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}{a}_{\mathrm{BS}}+(G_m+1)a_{\mathrm{slot},}& 0\&le;t<\frac{a_{\mathrm{BS}}+{\mathrm{Ma}}_{\mathrm{slot}}}{a_{\mathrm{BS}}+(G_m+1)a_{\mathrm{slot}}}\\ 0.& \frac{a_{\mathrm{BS}}+{\mathrm{Ma}}_{\mathrm{slot}}}{a_{\mathrm{BS}}+(G_m+1)a_{\mathrm{slot}}}\&le;t<t_{\mathrm{BS}}+(G_n+1)t_{\mathrm{slot}}\end{array}\right..$

第一判断区域a是根据公式：

$a_i=\left\{\begin{array}{cc}(-\&infin;,p\&times;[a_{\mathrm{BS}}+\frac{3}{2}\left]a_{\mathrm{slot}}\right)& i=1\\ [p\&times;[a_{\mathrm{BS}}+(i+\frac{1}{2})a_{\mathrm{slot}}],p\&times;[a_{\mathrm{BS}}+(i+\frac{3}{2})a_{\mathrm{slot}}\left]\right)& 2\&le;i\&le;M-1\\ [p\&times;[a_{\mathrm{BS}}+(M+\frac{1}{2})a_{\mathrm{slot}}],+\&infin;)& i=M\end{array}\right.$

获得的。

第二判断区域t是根据公式：

$t_i=\left\{\begin{array}{cc}(-\&infin;,t_{\mathrm{BS}}+\frac{3}{2}{t}_{\mathrm{slot}})& i=1\\ [t_{\mathrm{BS}}+(i+\frac{1}{2})t_{\mathrm{slot}},t_{\mathrm{BS}}+(i+\frac{3}{2})t_{\mathrm{slot}})& 2\&le;i\&le;N-1\\ [t_{\mathrm{BS}}+(N+\frac{1}{2})a_{\mathrm{slot}},+\&infin;)& i=N\end{array}\right.$

获得的。

M×N PACCM调制基本波形的持续时间t_BS与相邻两个格雷码元的调制脉冲周期之间的时间分辨间隔t_slot的关系，满足下式：

$\left\{\begin{array}{c}{a}_{\mathrm{slot}}<a_{\mathrm{BS}}\\ t_{\mathrm{slot}}<t_{\mathrm{BS}}\end{array}.\right.$

M×N PACCM调制波形中的基本幅度a_BS的取值为：

a_BS＝A_illumination

式中：A_illumination表示室内照明所需要的光照幅度；

幅度(a_BS+Ma_slot)所对应的高电平持续时间t₀的取值为：

$t_0\&GreaterEqual;\frac{1}{1.1B}$

式中，B为光通信系统的带宽；

M×N PACCM调制基本波形的持续时间t_BS的取值为：

$t_{\mathrm{BS}}\&GreaterEqual;(\frac{a_{\mathrm{BS}}+{\mathrm{Ma}}_{\mathrm{slot}}}{a_{\mathrm{BS}}+a_{\mathrm{slot}}}+1)\&times;\frac{1}{1.1B}$

式中，B为光通信系统的带宽；

相邻两个格雷码元的调制脉冲波形幅度之间的幅度分辨间隔a_slot的取值为：

a_slot>2|A.I.E.|

式中，A.I.E.为调制相邻两个码元的幅度间隔误差；

相邻两个格雷码元的调制脉冲周期之间的时间分辨间隔t_slot的取值为：

t_slot>2|T.I.E|

式中，T.I.E为调制相邻两个码元的时间间隔误差。

原理：M×N PACCM调制是一种针对多进制传输系统的非等幅非等时脉冲幅度时间调制方式。通过将原始数据编码到发送波形幅度与周期上的方式来传输信息。发送波形的幅度和周期是可变的，由波形中所携带的信息所决定。为了保证高的传输速率，相邻数据所对应的幅度与周期时间差别很小。然后根据幅度与周期的不同，精确的构建码元传输的波形。

M×N PACCM调制是将多进制数调制不同幅度和周期的脉冲，在M×N PACCM调制中，将M×N进制中信息所有的符号表示成(m,n)，m=0,1,...,M-1，n=0,1,...,N-1，所述调制方法是通过改变M×N进制的系统数据(m,n)所对应脉冲的幅度A_(m，n)与周期T_(m，n)实现的，其中系统数据(m,n)满足：m=0,1,...,M-1，n=0,1,..,N-1,其中M,N均为大于2的正整数；

所述幅度A_(m，n)以及周期T_(m，n)是根据公式：

$\left\{\begin{array}{c}{A}_{(m,n)}=a_{\mathrm{BS}}+[G_m+1]\&times;a_{\mathrm{slot}}\\ T_{(m,n)}=t_{\mathrm{BS}}+(G_n+1)\&CenterDot;t_{\mathrm{slot}}\end{array}\right.---\left(1\right)$

获得的；其中：G_m为系统数据m所对应的格雷码码元，G_n为系统数据n所对应的格雷码码元；a_BS为M×N PACCM调制波形中的基本幅度，a_slot为相邻两个格雷码元（n保持一致）的调制脉冲波形幅度之间的幅度分辨间隔；t_BS为M×N PACCM调制基本波形的持续时间，t_slot为相邻两个格雷码元（m保持一致）的调制脉冲周期之间的时间分辨间隔；

高电平脉冲持续时间t_(m，n)是根据公式：

$t_{(m,n)}=\frac{a_{\mathrm{BS}}+{\mathrm{Ma}}_{\mathrm{slot}}}{a_{\mathrm{BS}}+(G_m+1)a_{\mathrm{slot}}}\&times;t_0---\left(2\right)$

整个M×N PACCM调制波形的持续时间是根据公式：

T_(m,n)＝t_BS+(G_n+1)t_slot    （3）

M×N PACCM调制波形表示为：

$S_{(m,n)}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}{a}_{\mathrm{BS}}+(G_m+1)a_{\mathrm{slot},}& 0\&le;t<\frac{a_{\mathrm{BS}}+{\mathrm{Ma}}_{\mathrm{slot}}}{a_{\mathrm{BS}}+(G_m+1)a_{\mathrm{slot}}}\\ 0.& \frac{a_{\mathrm{BS}}+{\mathrm{Ma}}_{\mathrm{slot}}}{a_{\mathrm{BS}}+(G_m+1)a_{\mathrm{slot}}}\&le;t<t_{\mathrm{BS}}+(G_n+1)t_{\mathrm{slot}}\end{array}\right.---\left(4\right)$

解调方法：

由于M×N PACCM调制分别对调制波形的幅度和周期进行独立控制，所以对调制信号进行解调时，需要分别对幅度调制和周期调制进行解调，即当接收端接收到M×NPACCM调制波形的时候，可以得到其幅度信号A_(m，n)和周期信号t_(m，n)。那么对M×NPACCM调制的解调过程，可以分成两个步骤，分别获得m与n信号。

第一步，解调m：

在接收端获得幅度信号A_(m，n)以后，将A_(m，n)采用最大释然概率判断准则，根据公式：

${\mathrm{dec}}_{\mathrm{ML}}\left[A_{(m,n)}\right]=\underset{a\&Element;A}{\arg \min }{\left|\right|A_{(m,n)}-a_i\left|\right|}^2,---\left(5\right)$

获得解调后的格雷码G_m，再根据G_m与原始码元之间的对应关系得到原始数据m；其中A_(m，n)为解调接收到的光脉冲幅度，所述a_i为判断区域，是根据公式：

$a_i=\left\{\begin{array}{cc}(-\&infin;,p\&times;[a_{\mathrm{BS}}+\frac{3}{2}{a}_{\mathrm{slot}})& i=1\\ [p\&times;[a_{\mathrm{BS}}+(i+\frac{1}{2})a_{\mathrm{slot}}],p\&times;[a_{\mathrm{BS}}+(i+\frac{3}{2})a_{\mathrm{slot}}& 2\&le;i\&le;M-1\\ [p\&times;[a_{\mathrm{BS}}+(M+\frac{1}{2})a_{\mathrm{slot}}],+\&infin;)& i=M\end{array}\right.---\left(6\right)$

获得的。其中p为系统中对幅度的放大系数，p>0，当p>1时，整体幅度放大了，当p<1时，整体幅度缩小了。

第二步，解调n：

将解调后的M×N PACCM调制波形脉冲根据公式：

${\mathrm{dec}}_{\mathrm{ML}}\left[T_{(m,n)}\right]=\underset{t\&Element;T}{\arg \min }{\left|\right|T_{(m,n)}-t_i\left|\right|}^2---\left(7\right)$

获得解调制后的格雷码G_n；再根据G_n与原始码元之间的对应关系得到原始数据n；其中T_(m，n)为解调接收到的M×N PACCM脉冲周期时间，所述t_i为判断区域，是根据公式：

$t_i=\left\{\begin{array}{cc}(-\&infin;,t_{\mathrm{BS}}+\frac{3}{2}{t}_{\mathrm{slot}})& i=1\\ [t_{\mathrm{BS}}+(i+\frac{1}{2})t_{\mathrm{slot}}{,t}_{\mathrm{BS}}+(i+\frac{3}{2})t_{\mathrm{slot}})& 2\&le;i\&le;N-1\\ [t_{\mathrm{BS}}+(N+\frac{1}{2})a_{\mathrm{slot}}],+\&infin;)& i=N\end{array}\right.---\left(8\right)$

M×N PACCM调制的幅度分辨间隔a_slot与波形基本幅度a_BS的关系，以及时间分辨间隔t_slot与基本波形持续时间t_BS的关系，满足下式：

$\left\{\begin{array}{c}{a}_{\mathrm{slot}}<a_{\mathrm{BS}}\\ t_{\mathrm{slot}}<t_{\mathrm{BS}}\end{array}\right.----\left(9\right)$

M×N PACCM调制波形的基本幅度a_BS的取值为：

a_BS＝A_illumination    （10）

A_illumination表示室内照明所需要的光照幅度。上式含义就是在满足系统对幅度阈值要求的前提下，波形基本幅度a_BS由室内照明要求所决定。

幅度(a_BS+Ma_slot)所对应的高电平持续时间t₀的取值为：

$t_0\&GreaterEqual;\frac{1}{1.1B}---\left(11\right)$

式中，B为光通信系统的带宽；

M×N PACCM调制基本波形的持续时间t_BS的取值为：

$t_{\mathrm{BS}}\&GreaterEqual;(\frac{a_{\mathrm{BS}}+{\mathrm{Ma}}_{\mathrm{slot}}}{a_{\mathrm{BS}}+a_{\mathrm{slot}}}+1)\&times;\frac{1}{1.1B}---\left(12\right)$

式中，B为光通信系统的带宽。上式含义就是本波形持续时间t_BS由通信系统的带宽所决定

幅度分辨间隔a_slot的取值为：

a_slot>2|A.I.E.|    （13）

式中，A.I.E.为调制相邻两个码元的幅度间隔误差。

时间分辨间隔t_slot的取值为：

t_slot>2|T.I.E|    （14）

式中，T.I.E为调制相邻两个码元的时间间隔误差。

M×N PACCM调制涉及到的参数包括a_BS，a_slot，t₀，t_BS以及t_slot的取值。下面详细分析a_BS，a_slot，t₀，t_BS以及t_slot取值与系统性能之间的关系:

a_BS的选择方法：

由M×N PACCM原理表达式，min{A_i}＝A(-1)＝a_BS，是本调制方式中波形最小幅度，根据可见光通信系统的特点，a_BS对应发射端所发射波形的幅度（发光强度），a_BS的最小值为可见光通信系统的照明要求，假设室内照明所需要的光照幅度折合成发射端的幅度值，表示成A_illumination，那么a_BS的取值由下式决定:

a_BS＝A_illumination    （15）

a_slot的选择方法：

由M×N PACCM原理表达式，a_slot是M×N PACCM调制中区分各码元波形幅度上的幅度分辨间隔，其取值将确定由M×N PACCM调制在数据传输过程中的光源闪烁程度。

M×N PACCM调制在幅度调制方面，是通过改变发射符号的幅度方式来传输信息，所以在接收端测量波形幅度的准确度是正确恢复出原码的关键。M×N PACCM调制波形的幅度测量误差主要来自于M×N PACCM调制数据的产生、AD转换、电光转换、光电转换、信号调理、DA转换以及解调端对M×N PACCM幅度解调部分。把这些误差进行归类，采用数字调制和数字解调，可以将幅度间隔误差A.I.E.（Amplitude Interval Error）表示为：

A.I.E.=±1count±jitter error±Amplitude base error±systematic error  （16）

其中：

±1count表示量化误差，这是由于a_slot与调制电路所用量化电压不是完整等比例关系导致的“四舍五入”量化误差；主要涉及两个方面，一是M×N PACCM调制时计算DA输出数据时的量化误差，为发射端调制电路幅度发生器的±1计数误差；二是接收端AD的量化误差，这是由于接收端接受波形与解调电路所用量化电压不是完整等比例关系导致的“四舍五入”量化误差；

±jitter error表示系统在发射一个固定幅度脉冲时，在没有外界噪声干扰情况下，由于电路的抖动造成的接收端幅度与原始幅度的差别。包括发射端电路的抖动误差（DA的抖动误差与驱动电路的抖动误差）和接收端电路的抖动误差（调理电路的抖动误差与AD的抖动误差）；

±Amplitude base error表示DA和AD参考电压误差所影响到的幅度发射与接收误差，由于现有集成电路技术水平，参考电压源的稳定度可达0.02%或者更小，噪声幅度可在1mV的峰峰值以下，所以此项可以忽略；

±systematic error表示由于电路技术原因导致的输出与接收幅度值与实际幅度值之间的固定系统误差，系统误差与量化误差和抖动误差相比，可以忽略。

根据公式（16），系统随机误差采用了最不利情况下绝对值合成法，A.I.E.可以表示成：

A.I.E.=±[1count+jitter error]    （17）

由式（17）可得a_slot的选择关系式为：

a_slot>2|A.I.E.|    （18）

t₀的选择方法：

根据M×N PACCM调制波形，t₀是本调制中的最小脉冲持续时间，所对应的传输速率为R_b，由奈奎斯特带宽知道，若每秒传输R_b个二进制码元，需要的最小带宽是B=R_b/2Hz，由于实际滤波器的限制，系统带宽一般是奈奎斯特最小带宽的1.1~1.4倍。当带宽B确定后，t₀的取值应满足：

$t_0\&GreaterEqual;\frac{1}{1.1B}---\left(19\right)$

t_BS的选择方法：

t_BS是M×N PACCM调制波形的持续时间，假设低电平持续时间为t_L，则t_BS可以表示为：

t_i+t_L=t_BS    （20）

根据式（2），t_i最大值t_imax满足：

$t_{i\max }=\frac{a_{\mathrm{BS}}+{\mathrm{Ma}}_{\mathrm{slot}}}{a_{\mathrm{BS}}+a_{\mathrm{slot}}}\&times;t_0---\left(21\right)$

同时，根据（19），t_L需要满足：

$t_L\&GreaterEqual;\frac{1}{1.1B}---\left(22\right)$

结合（20）至（22），可以得到t_BS的取值条件为：

$t_{\mathrm{BS}}\&GreaterEqual;(\frac{a_{\mathrm{BS}}+{\mathrm{Ma}}_{\mathrm{slot}}}{a_{\mathrm{BS}}+a_{\mathrm{slot}}}+1)\&times;\frac{1}{1.1B}---\left(23\right)$

其中a_BS，a_slot，t₀分别由式（15），（18），（19）所决定。

t_slot的确定方法：

由式（3）知：t_slot是M×N PACCM调制中区分各码元波形的时间分辨间隔，其取值将确定M×N PACCM调制的数据传输效率。

M×N PACCM调制的周期调制部分通过改变发射符号的周期方式来传输信息，所以在接收端测量波形周期的准确度是正确恢复出原码的关键。M×N PACCM调制波形的周期测量误差主要来自于M×N PACCM调制波形的发生、电光转换、光电转换、以及解调端对M×N PACCM解调部分。把这些误差进行归类，采用数字调制和数字解调，可以将时间间隔误差TIE（Time Interval Error）表示为：

TTE＝+[TE_clock1+TE_trigger1+TE_counter1+TE_trigger2+TE_trigger3+TE_clock2+TE_trigger4+TE_counter2]

（24）

公式（24）的系统随机误差采用了最不利情况下绝对值合成法，其中：

TE_clockl：发射端调制电路周期脉冲发生器所用时钟准确度误差，通常在10^-5以内；

TE_trigger1：发射端调制电路生成M×N PACCM调制波形时的脉冲触发误差；

TE_counter1：发射端调制电路周期脉冲发生器的±1计数误差；

TE_trigger2：发射端发送电路的电光转换抖动误差；

TE_trigger3：接收端接收电路的光电转换抖动误差；

TE_clock2：接收端解调电路周期脉冲测时所用时钟准确度误差，通常在10^-5以内；

TE_trigger4：接收端调制电路恢复M×N PACCM波形时的脉冲触发误差；

TE_counter2：接收端调制电路周期脉冲发生器的±1计数误差。

TE_clock1、TE_clock2在电路采用准确度为10^-5或者更高的晶振时，与TE_counter1、TE_counter2的±1误差相比可以忽略不计。

脉冲触发误差包括上升沿触发误差TE_LH、下降沿触发误差TE_HL，对于给定的判决门限V_t，脉冲触发误差产生的原因包括输入信号中的噪声和失真，由于温度改变、线性电压改变以及元件老化引入的触发电平漂移，以及迅速上升信号所带来的能量效应。

脉冲触发误差中，TE_trigger1是发射端调制电路生成M×N PACCM调制波形时的脉冲触发误差，与发射端±1计数误差TE_counter1相比可以忽略。同理，TE_trigger4与接收端±1计数误差TE_counter2相比可以忽略。

因此式（24）可以近似表示成：

TIE=+[TE_counter1+TE_trigger2+TE_trigger3+TE_counter4]    （25）

对于电光光电转换的误差TE_trigger2、TE_trigger3，在可见光通信系统中，接收机抖动的三个典型来源为LED以及驱动电路所引起的LED开关波动、发射和接收端路径引起的多径效应以及接收机噪声引起的抖动。发射和接收端路径引起的多径效应，当发射器和接收器静止的时候，到达接收机的光多径效应只能造成接收机下降沿的抖动，M×N PACCM的解调只测量码元的周期时长，对下降沿的抖动不敏感，所以原因二可以忽略。可以设光电、电光转换触发误差的最大值为TE_LHmax，则TE_trigger2+TE_trigger3<2TE_LHmax，式（25）可以写成：

TIE=±[TE_counter1+2TE_LHmax+TE_counter2]    （26）

由式（26）可得t_slot的选择关系式为：

t_slot>2|T.I.E.|    （27）。

本发明可见光通信中信号的解调过程中采用多进制数字脉冲周期调制（M-ray DigitalPulse Cycle Modulation，MDPCM）技术和多进制归零光脉冲幅度调制（M-rayReturn-to-Zero Optical Pulse Amplitude Modulation,MRZOPAM）技术联合的方式，针对光通信特点提出一种高效多进制调制方法，分别在时间轴上和幅度（光强）轴上使用步进小时隙的方法，在满足缓解照明闪烁、支持光强调节功能的基础上，提升了系统数据传输速率、提高带宽利用率。

Claims (9)

1.一种基于MDPCM-MRZOPAM联合的可见光通信中信号调制与解调方法，所述MDPCM的含义为：多进制数字脉冲周期调制(M-ray Digital Pulse Cycle Modulation，MDPCM)；MRZOPAM的含义为：多进制归零光脉冲幅度调制(M-ray Return-to-Zero OpticalPulse Amplitude Modulation,MRZOPAM)；其特征是：

信号调制方法：将可见光通信系统中M×N进制的系统数据(m,n)采用M×N进制脉冲幅度周期联合(M×N Pulse Amplitude&Cycle Combined modulation,M×N PACCM)的方法调制为M×N进制的随幅度和周期变化的调制波形；

所述调制方法是通过改变M×N进制的系统数据(m,n)所对应脉冲的幅度A_(m,n)与周期T_(m,n)实现的，其中系统数据(m,n)满足：m＝0,1,...,M-1，n＝0,1,...,N-1，其中M、N均为大于2的正整数；

信号解调方法：

首先，将调制信号的幅度A_(m,n)根据最大释然概率判断准则，采用公式：

${\mathrm{dec}}_{\mathrm{ML}}\left[A_{(m,n)}\right]=\underset{a\&Element;A}{\arg \min }{\left|\right|A_{(m,n)}-a_i\left|\right|}^2$

获得解调后的格雷码G_m，再根据所述格雷码G_m与原始码元之间的对应关系得到原始系统数据m；其中a_i为第一判断区域；

然后，将已解调系统数据m后的脉冲中的周期信号T_(m,n)采用公式：

${\mathrm{dec}}_{\mathrm{ML}}\left[T_{(m,n)}\right]=\underset{t\&Element;T}{\arg \min }{\left|\right|T_{(m,n)}-t_i\left|\right|}^2$

获得解调制后的格雷码G_n；再根据所述格雷码G_n与原始码元之间的对应关系得到原始系统数据n；从而完成实现可见光通信中信号的解调；其中t_i为第二判断区域。

2.根据权利要求1所述的一种基于MDPCM-MRZOPAM联合的可见光通信中信号调制与解调方法，其特征在于调制方法中：M×N进制的系统数据(m,n)所对应脉冲的幅度A_(m,n)与周期T_(m,n)分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{A}_{(m,n)}=a_{\mathrm{BS}}+[G_m+1]\&times;a_{\mathrm{slot}}\\ T_{(m,n)}=t_{\mathrm{BS}}+(G_n+1)\&CenterDot;t_{\mathrm{slot}}\end{array}\right.$

其中：G_m为系统数据m所对应的格雷码码元，G_n为系统数据n所对应的格雷码码元；a_BS为M×N PACCM调制波形中的基本幅度，a_slot为相邻两个格雷码元的调制脉冲波形幅度之间的幅度分辨间隔；t_BS为M×N PACCM调制基本波形的持续时间，t_slot为相邻两个格雷码元的调制脉冲周期之间的时间分辨间隔。

3.根据权利要求2所述的一种基于MDPCM-MRZOPAM联合的可见光通信中信号调制与解调方法，其特征在于调制信号的幅度A_(m,n)对应的高电平脉冲持续时间为t_(m,n)，所述t_(m,n)是根据公式：

$t_{(m,n)}=\frac{a_{\mathrm{BS}}+{\mathrm{Ma}}_{\mathrm{slot}}}{a_{\mathrm{BS}}+(G_m+1)a_{\mathrm{slot}}}\&times;t_0$

获得的，其中t₀是幅度(a_BS+Ma_slot)所对应的高电平持续时间，其中(a_BS+Ma_slot)为当系统数据m取最大值M时所对应的幅度。

4.根据权利要求3所述的一种基于MDPCM-MRZOPAM联合的可见光通信中信号调制与解调方法，其特征在于T_(m,n)的持续时间是根据公式：

T(m,n)=t_BS+(G_n+1)t_slot

获得的。

5.根据权利要求4所述的一种基于MDPCM-MRZOPAM联合的可见光通信中信号调制与解调方法，其特征在于调制信号的表达式为：

$s_{(m,n)}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}{a}_{\mathrm{BS}}+(G_m+1)a_{\mathrm{slot}},& 0\&le;t<\frac{a_{\mathrm{BS}}+{\mathrm{Ma}}_{\mathrm{slot}}}{a_{\mathrm{BS}}+(G_m+1)a_{\mathrm{slot}}}\\ 0\&CenterDot;& \frac{a_{\mathrm{BS}}+{\mathrm{Ma}}_{\mathrm{slot}}}{a_{\mathrm{BS}}+(G_m+1)a_{\mathrm{slot}}}\&times;t_0\&le;t<t_{\mathrm{BS}}+(G_n+1)t_{\mathrm{slot}}\end{array}\right..$

6.根据权利要求5所述的一种基于MDPCM-MRZOPAM联合的可见光通信中信号调制与解调方法，其特征在于第一判断区域a_i是根据公式：

$a_i=\left[\begin{array}{cc}(-\&infin;,p\&times;[a_{\mathrm{BS}}+\frac{3}{2}{a}_{\mathrm{slot}}\left]\right)& i=1\\ [p\&times;[a_{\mathrm{BS}}+(i+\frac{1}{2})a_{\mathrm{slot}}],p\&times;[a_{\mathrm{BS}}+(i+\frac{3}{2})a_{\mathrm{slot}}])& 2\&le;i\&le;M-1\\ [p\&times;[a_{\mathrm{BS}}+(M+\frac{1}{2})a_{\mathrm{slot}}],+\&infin;)& i=M\end{array}\right]$

获得的。

7.根据权利要求6所述的一种基于MDPCM-MRZOPAM联合的可见光通信中信号调制与解调方法，其特征在于第二判断区域t_i是根据公式：

$t_i=\left\{\begin{array}{cc}(-\&infin;,t_{\mathrm{BS}}+\frac{3}{2}{t}_{\mathrm{slot}})& i=1\\ [t_{\mathrm{BS}}+(i+\frac{1}{2})t_{\mathrm{slot}},t_{\mathrm{BS}}+(i+\frac{3}{2})t_{\mathrm{slot}})& 2\&le;i\&le;N-1\\ [t_{\mathrm{BS}}+(N+\frac{1}{2})a_{\mathrm{slot}},+\&infin;)& i=N\end{array}\right.$

获得的。

8.根据权利要求7所述的一种基于MDPCM-MRZOPAM联合的可见光通信中信号调制与解调方法，其特征在于M×N PACCM调制基本波形的持续时间t_BS与相邻两个格雷码元的调制脉冲周期之间的时间分辨间隔t_slot的关系，满足下式：

$\left\{\begin{array}{c}{a}_{\mathrm{slot}}<a_{\mathrm{BS}}\\ t_{\mathrm{slot}}<t_{\mathrm{BS}}\end{array}\right..$

9.根据权利要求8所述的一种基于MDPCM-MRZOPAM联合的可见光通信中信号调制与解调方法，其特征在于M×N PACCM调制波形中的基本幅度a_BS的取值为：

a_BS＝A_illumination

式中：A_illumination表示室内照明所需要的光照幅度；

幅度(a_BS+Ma_slot)所对应的高电平持续时间t₀的取值为：

$t_0\&GreaterEqual;\frac{1}{1.1B}$

式中，B为光通信系统的带宽；

M×N PACCM调制基本波形的持续时间t_BS的取值为：

$t_{\mathrm{BS}}\&GreaterEqual;\left(\frac{a_{\mathrm{BS}}+{\mathrm{Ma}}_{\mathrm{slot}}}{a_{\mathrm{BS}}+a_{\mathrm{slot}}}\right)\&times;\frac{1}{1.1B}$

式中，B为光通信系统的带宽；

相邻两个格雷码元的调制脉冲波形幅度之间的幅度分辨间隔a_slot的取值为：

a_slot>2|A.I.E.|

式中，A.I.E.为调制相邻两个码元的幅度间隔误差；

相邻两个格雷码元的调制脉冲周期之间的时间分辨间隔t_slot的取值为：

t_slot>2|T.I.E|

式中，T.I.E为调制相邻两个码元的时间间隔误差。