CN102879354B - 一种不分光红外气体分析仪的数字信号处理和控制系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及成分检测领域，为一种以DSP为核心的不分光红外气体分析仪的数字信号处理和控制系统，包括DSP芯片、红外信号调理电路、24位ADC转换电路、温度采集电路及气压采集电路、16位ADC转换电路、外扩SRAM电路、铁电存储器电路、实时时钟电路、带看门狗和电源监控的复位电路、热电阻驱动电路、按键电路、数字量输出电路、RS-232/485接口、液晶显示电路、4～20mA/0～20mA输出电路以及软件。采用基于FFT的频谱分析方法求解信号的幅值，并进行重心校正，准确测量信号的幅值，保证信号处理的精度；建立满足工程应用需要的数学模型，对输入和输出关系进行非线性校正；采用基于PWM的积分分离的PI控制算法进行温度控制。

Description

一种不分光红外气体分析仪的数字信号处理和控制系统

技术领域

本发明涉及成分检测领域，为不分光红外气体分析仪，特别是一种以DSP为核心的不分光红外气体分析仪的数字信号处理和控制系统。

背景技术

红外气体分析仪是一种根据待测气体对红外光谱选择性吸收原理设计而成，用于测量气体体积浓度的仪器。它能够连续自动地测量、指示、记录工作流程中CO、CO₂、CH₄、SO₂、NO等多种待测气体的体积浓度。由于红外气体分析仪灵敏度高、稳定性好等诸多优点，因此被广泛应用于电力、石油、化工、建材、轻工及其它各种炉、窑或烟道的气体分析，是环境监测、生物工程、医疗卫生等科研工作不可或缺的检测工具。

红外光线是一种电磁波，红外辐射主要是热辐射。如果将红外光线射入一定厚度的待测气体层，红外光线的能量就会被待测气体吸收。根据朗伯-比尔（Lambert-Beer）吸收定律，待测组分按照指数规律对红外辐射能量进行吸收，如式(1)所示。据此，可以确定待测气体浓度与红外光线辐射强度的数学关系。采用检测器检测被气体吸收之后的红外光线辐射强度，即可计算出待测气体的体积浓度。

I＝I₀e^-kol       (1)

式中，I₀为红外光线被气体吸收前的光强度；I为红外光线被气体吸收后的光强度；k为待测组分对红外光线的吸收系数；c为待测组分的摩尔百分比浓度；l为红外光线经过的待测气体层长度。

近代物理学研究证明，待测气体对红外光线吸收现象的实质在于光辐射的能量转移到气体的分子或原子中去。量子理论指出，原子、分子或离子具有不连续的、数目有限的量子化能级。如果从外界吸收到能量，它们便会受到激发，从较低能级跃迁到较高能级，跃迁前后的能量之差为

$E_2-E_1=\mathrm{hv}=\frac{\mathrm{hc}}{\mathrm{\λ}}---\left(2\right)$

式中，E₂为较高能级的能量；E₁为较低能级的能量；v为辐射光的频率；c为光速；h为普朗克常数。

如果某一波长的电磁辐射的能量恰好为某两个能级的能量之差E₂-E₁时，便会被某种粒子吸收并产生相应的能级跃迁，该电磁辐射的波长和频率分别称为该粒子的特征吸收波长和特征吸收频率。对于红外气体分析仪来讲，每种被测气体都有一种或几种特征波长的红外光谱。

红外气体分析仪一般由光路部分和电路部分构成。光路部分主要由红外辐射光源、气室和检测器三大部件组成，而电路部分要根据光路部分的需求来进行设计。所以，红外气体分析仪一般都是根据其光路部分部件的结构特点进行分类的。根据光源类型可以将红外气体分析仪分为分光型（色散型）和不分光型（非色散型）两类。分光型红外气体分析仪，采用分光装置将入射红外光线的光谱进行分离，使入射光谱为待测气体的特征吸收光谱。分光型红外分析仪具有选择性好、灵敏度高等优点。其缺点是入射红外光线经过分光后能量很小，对电气系统和光能检测器要求较高；分光装置比较精密，应避免震动。因此传统的分光型红外气体分析仪大都用于实验室。不分光型红外气体分析仪(简称为不分光红外气体分析仪)，没有分光装置，连续光谱的红外光源直接射入气室，待测组分吸收各自特征光谱的红外辐射能量。由于入射光束辐射能量大，不分光型红外气体分析仪灵敏度相对于分光型的更高，而且信噪比高，稳定性好。缺点是吸收峰存在重叠现象，如果待测组分间有重叠的吸收峰，将会给测量带来干扰。

目前，红外气体分析仪常用的光能检测器主要有薄膜电容检测器、微流量检测器和半导体检测器等。

薄膜电容检测器，又叫薄膜微音检测器，核心部件由钛金属薄膜片动极和定极组成，定极固定不动，动极则根据气压变化而移动。由于待测气体的吸收作用，从气室射出的红外光线辐射能量就会出现差异。红外辐射能量是热能，检测器很容易将这个能量差转换为气压差，气压差就会推动薄膜电容的动极移动，这样就可以将待测气体浓度的变化转化为电容容量的变化。电路部分将薄膜电容容量的变化转换成电压幅值的变化，反映出待测气体的浓度。

微流量检测器工作原理与薄膜电容检测器类似，待测气体对红外光线的吸收作用会产生气压差，检测器将这个气压差转换为微量的气体流动。在微流量检测器中，传感元件是两个微型具有热敏特性的镍镉栅电阻和另外两个辅助电阻组成的惠斯通电桥。这两个镍镉栅电阻通电被加热到一定温度，当微流量流过它们时会带走热量，导致镍镉栅电阻的阻值发生变化，通过电桥转变成电压信号。红外气体分析仪的电路部分，根据微流量传感器输出的电压信号，可以反映出待测气体的浓度。

半导体检测器采用能够直接将红外光线辐射强度转换为电信号的半导体传感器制作而成。例如，光电检测器能够利用光电效应将红外光线辐射强度转化为电信号，热释检测器通过热释电效应将红外光线辐射强度转化为电信号，进而来计算待测气体的浓度。

本申请发明专利针对薄膜微音不分光红外气体分析仪。

该仪器由不分光红外光源、薄膜微音型检测器（薄膜电容检测器）、测量池（包括分析气室和参比气室）以及接收器(包括参比接收室和测量接收室)等组成。由光源发出两束能量相等，经过切光片按照一定频率调制的平行光束，分别通过测量池的参比气室和分析气室。由于参比气室内封入的是不吸收红外线能量的氮气，红外线通过此气室后红外线能量不变，而分析气室通入被测气体，其对红外线有吸收作用，从而使原来能量相等的两束红外线产生了能量差；然后，再分别进入接收器的参比接收室和测量接收室。参比接收室和测量接收室都由前室和后室组成，前室和后室通过半透半反的光学镜片隔开，都充有吸收气体，吸收气体的吸收曲线近似于被测气体的消光曲线。由于进入接收器的两束红外线存在能量差，因此导致接收器的参比接收室和测量接收室中吸收气体的能量产生了差异，进而产生气压不同，从而推动薄膜电容的动极移动，导致薄膜电容的容量发生变化，这样薄膜电容器就将红外线的能量变化转换成了电容量的变化，再通过电荷放大器转换成电压的变化，送至红外信号调理电路，经放大滤波等各种处理，仪器就能输出一个与被测气体浓度变化相对应的信号，供显示或控制。

如果分析气室中没有通待测气体（零点气）时，红外线经过分析气室后，能量不会衰减，两束红外线能量相同，薄膜电容的容量不会发生改变。而当分析气室中通有待测气体时，红外线的能量就会衰减，两束红外线存在能量差，导致接收器的参比接收室和测量接收室中吸收气体的能量产生了差异，进而产生气压不同，从而推动薄膜电容的动极移动，最终导致薄膜电容的容量发生变化。如果分析气室中连续通过一定浓度的待测气体，红外光线经过分析气室时辐射能量就会被连续地吸收。这样，由接收器的参比接收室和测量接收室中吸收气体的能量的不同而产生的薄膜电容的容量变化就与分析气室中待测气体的浓度有关。

目前，国内用于在线分析的红外气体分析仪，光路部分大都采用成熟的传统技术，光源选用不分光单光源，光路为双光路结构，检测器用薄膜电容型检测器，而电路部分采用纯模拟的相敏检波电路，将检测器输出的交流信号转化为直流信号进行采集处理，得到信号的幅值，再通过模拟电路实现系统的线性化，建立幅值与浓度的关系。采用这种方法的电路在结构上往往比较复杂，而且测量精度不高，容易受噪声的干扰。国外将数字信号处理的方法应用到红外气体分析仪中，测量精度比较高，可以实现复杂的实时控制与通信功能。例如，ABB公司推出的改进型产品EL3020型红外气体分析仪，声称将数字信号处理的方法应用到红外气体分析仪中，但是，没有披露技术细节。

发明内容

传统的红外气体分析仪一般采用相敏检波方案，使用纯模拟电路处理传感器输出信号，电路结构复杂，测量精度不高，对器件特性的依赖性较高。在温度控制方面，传统的红外气体分析仪采用可控硅进行温度控制，温度控制时间长，精度也不高。为克服这些缺点，本发明专利采用DSP研制数字式红外分析仪信号处理和控制系统，其硬件包括TMS320F28335 DSP芯片、红外信号调理电路、电压参考缓冲电路、24位ADC、温度采集电路、气压采集电路、16位ADC、外扩SRAM电路、铁电存储器(FRAM)电路、实时时钟(RTC)电路、带看门狗和电源监控的复位电路、热电阻驱动电路、按键电路、数字量输出电路、RS-232/485接口电路、液晶显示电路、4～20mA/0～20mA输出电路；软件包括主监控模块、初始化模块、中断模块、看门狗模块、人机接口模块、FRAM模块、RTC模块、红外信号处理模块、输出模块；其中，初始化模块包括系统初始化模块、外设初始化模块和变量初始化模块，中断模块包括红外信号采集模块、温度信号采集及控制模块、压力信号采集及处理模块和通信模块。本发明专利采用基于FFT的频谱分析方法求解信号的幅值，并进行重心校正，准确测量信号的幅值，保证信号处理的精度；建立满足工程应用需要的数学模型，对输入和输出关系进行非线性校正，确保非线性误差<±1%FS；采用基于PWM的积分分离的PI控制算法进行温度控制，接收器的温度能在数分钟内稳定，其误差＜±0.1℃。本发明专利可以大大简化模拟电路的结构，提高系统的测量精度和可靠性；温度控制稳定快，控制精度高。

附图说明

图1是信号处理与控制系统硬件框图。

图2是基于FFT幅值谱的信号处理过程。

图3是积分分离的PI控制算法控制效果示意图。

图4是临界振荡的响应曲线。

图5是DSP引脚连接电路。

图6是带看门狗和电源监控的复位电路。

图7是外扩SRAM电路。

图8是铁电存储器(FRAM)电路。

图9是按键电路。

图10是液晶显示电路。

图11是实时时钟（RTC）电路。

图12是红外信号调理电路。

图13是24位ADC转换电路。

图14是电压参考缓冲电路。

图15是温度采集电路。

图16是热敏电阻的非线性校正。

图17是热电阻驱动电路。

图18是气压采集电路。

图19是16位ADC转换电路。

图20是数字量输出电路。

图21是系统电源方案。

图22是系统软件框图。

图23是主监控程序的流程图。

图24是温度控制流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步的说明。

1)系统硬件方案

根据不分光红外气体分析仪的特点以及数字信号处理和控制算法的需要，确定如图1所示的数字信号处理和控制系统的硬件方案。整个系统硬件电路包括TMS320F28335DSP芯片、红外信号调理电路、电压参考缓冲电路、24位ADC、温度采集电路、气压采集电路、16位ADC、外扩SRAM电路、铁电存储器(FRAM)电路、实时时钟(RTC)电路、带看门狗和电源监控的复位电路、热电阻驱动电路、按键电路、数字量输出电路、RS-232/485接口电路、液晶显示电路、4～20mA/0～20mA输出电路。红外信号调理电路接收电荷放大器的输出信号，经过放大、滤波，然后，经过24位ADC转化为数字信号送入DSP芯片进行处理，计算结果可以通过液晶显示电路、4～20mA/0～20mA输出电路、RS232/485接口电路输出。

2)系统处理方法

要得到待测气体的浓度，首先需要测量信号的幅值。测量信号幅值的方法有很多，本发明专利采用的是基于FFT的幅值谱的方法，其具体过程如图2所示。首先，信号经过矩形窗，被矩形窗截断，然后，对截断的数据进行FFT计算，并得到幅值谱，再进行频率校正和幅值校正，最后得到信号的幅值。其中FFT的算法有很多，本发明专利采用的是时间抽取（decimation-in-time，DIT）基-2FFT算法，此算法的具体过程如下：

$X\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x\left(n\right)W_N^{\mathrm{nk}},k=\mathrm{0,1},......,N-1---\left(3\right)$

式中，x(n)是信号，X(k)是信号的频谱，

令N＝2^M，M为正整数，则可将x(n)按奇偶分成两组，则令n=2r及n=2r+1，r=0,1，……，N/2-1,于是，得到FFT的核心公式。

$X\left(k\right)=\underset{r=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x\left(2r\right)W_N^{2\mathrm{rk}}+\underset{r=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x(2r+1)W_N^{(2r+1)k}$

$=\underset{r=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x\left(2r\right){\left(W_N^2\right)}^{\mathrm{rk}}+W_N^k\underset{r=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x(2r+1){\left(W_N^2\right)}^{\mathrm{rk}}$

$=\underset{r=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x\left(2r\right)W_{N/2}^{\mathrm{rk}}+W_N^k\underset{r=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x(2r+1)W_{N/2}^{\mathrm{rk}}$

$=A\left(k\right)+W_N^{k}B\left(k\right)---\left(4\right)$

式中， $W_N^2=e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}2}=e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N/2}}=W_{N/2},$ $A\left(k\right)=\underset{r=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x\left(2r\right)W_{N/2}^{\mathrm{rk}},$ $B\left(k\right)=\underset{r=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x(2r+1)W_{N/2}^{\mathrm{rk}},$

k=0,1，……，N/2-1。

然后，对FFT的结果进行计算，得到幅值谱，即

$C\left(k\right)=\frac{2}{N}\left|X\left(k\right)\right|,k=\mathrm{0,1},......,N-1$

由于信号的能量要比噪声的能量大的多，因此寻找幅值谱中最大的幅值，即信号的幅值。

在应用幅值谱的方法时，要得到比较准确的信号幅值，必须保证整周期采样，否则，计算误差比较大。考虑到实际应用中，很难保证整周期采样。因此，采用频率校正和幅值校正，有效地减小非整周期采样带来的误差。频率和幅值校正公式推导如下。

矩形窗为

w(k)＝1，k=0,1，……，N-1          (7)

其矩形谱的模函数为

$W\left(n\right)=\frac{\sin \left(\mathrm{\&pi;n}\right)}{\sin (\mathrm{\&pi;n}/N)}---\left(8\right)$

当N>>1时，1/N→0,sin(nπ/N)≈nπ/N，故在主瓣区间有

$W\left(n\right)=\frac{N\sin \left(\mathrm{\&pi;n}\right)}{\mathrm{\&pi;n}}---\left(9\right)$

如果主瓣内相邻的两条谱峰最高的谱线分别为第n条和第n+1条，按重心法规，可求得主瓣重心的横坐标x₀为

$x_0=n+\frac{W(n+1)}{W\left(n\right)+W(n+1)}=n+\mathrm{\&Delta;n}---\left(10\right)$

式中， $\mathrm{\&Delta;n}=\frac{W(n+1)}{W\left(n\right)+W(n+1)}.$

则频率校正公式为

$f=(n+\mathrm{\&Delta;n})\frac{f_s}{N}---\left(11\right)$

式中，f_s是采样频率。

设主峰峰值为A，则

$W\left(n\right)=A\frac{\sin \left[\mathrm{\&pi;}(n-x_0)\right]}{\mathrm{\&pi;}(n-x_0)}---\left(12\right)$

将x₀代入式（10），得到幅值校正的公式为

$A=\frac{\mathrm{\&pi;\&Delta;nW}\left(n\right)}{\sin \left(\mathrm{\&pi;\&Delta;n}\right)}---\left(13\right)$

当主瓣内的两条谱线为第n-1条和第n条时，则主瓣的中心坐标为

$x_0=n+\frac{W(n-1)}{W\left(n\right)+W(n-1)}=n+\mathrm{\&Delta;n}---\left(14\right)$

式中， $\mathrm{\&Delta;n}=\frac{W(n-1)}{W\left(n\right)+W(n-1)}.$

则频率校正的公式为

$f=(n-\mathrm{\&Delta;n})\frac{f_s}{N}---\left(15\right)$

幅值校正的公式为

$A=\frac{\mathrm{\&pi;\&Delta;nW}\left(n\right)}{\sin \left(\mathrm{\&pi;\&Delta;n}\right)}---\left(16\right)$

经过幅值校正后得到的信号的幅值就比较准确。

3)系统线性化

由于不分光红外气体分析仪传感器的输出特性不是线性的，当计算得到信号幅值之后，需要建立信号幅值与浓度的关系，根据这一关系进行线性化处理。采用最小二乘法拟合的方法，建立信号幅值与浓度之间的关系，其具体过程描述如下。

假设基函数已知函数y_i＝f(x_i)（i=0,1,……，m），且n<m。用多项式p_n(x)＝α₀+α₁x+…+α_nxⁿ来逼近函数f(x)，要使p_n(x)能较好地拟合函数f(x)，那么就是求α₀，α₁，……，α_n，使得式(16)取最小。

$E\left({\mathrm{\&alpha;}}_0,{\mathrm{\&alpha;}}_1,...{\mathrm{\&alpha;}}_n\right)=\underset{i=0}{\overset{m}{\mathrm{\&Sigma;}}}{[f\left(x_i\right)-p_n\left(x_i\right)]}^2---\left(16\right)$

求E(α₀,α₁,…,α_n)关于α₀，α₁，……，α_n的偏导数，并分别令其等于0，得到

$\underset{i=0}{\overset{m}{\mathrm{\&Sigma;}}}(y_i-{\mathrm{\&alpha;}}_0-{\mathrm{\&alpha;}}_1{x}_i-...-{\mathrm{\&alpha;}}_n{x}_i^n)x_i^j=0,j=\mathrm{0,1},......,n---\left(17\right)$

可将式（17）用矩阵简单地表示为

A^TAα＝A^TY       (18)

式中， $A=\left(\begin{array}{cccc}1& x_0& ...& x_0^n\\ .& .& & .\\ .& .& & .\\ .& .& & .\\ 1& x_m& ...& x_m^n\end{array}\right),$ $\mathrm{\&alpha;}=\left(\begin{array}{c}{\mathrm{\&alpha;}}_0\\ {\mathrm{\&alpha;}}_1\\ .\\ .\\ .\\ {\mathrm{\&alpha;}}_n\end{array}\right),$ $Y=\left(\begin{array}{c}{y}_0\\ y_1\\ .\\ .\\ .\\ y_n\end{array}\right).$

式（18）可进一步简化为

Aα＝Y      (19)

如果确定了多项式的次数，就可以方便地通过式（19）得到α₀，α₁，……，α_n，从而得到所需要的拟合函数。多项式的次数是通过比较没有用来拟合点的非线性误差来确定的，针对本发明专利，要求非线性误差小于、等于满量程的1%。

根据标定实验得到的五点数据，用最小二乘法可以拟合出一个三阶曲线，满足非线性误差修正的要求。但是，在工程应用中，为了降低成本和减小测试工作量，只采集零点、中点和满量程点的数据。只用三个点的数据是无法拟合出一个完整的三阶多项式曲线的。为此，本发明专利提出以下两种解决方案。

由式(1)可见，气体的消光曲线是呈指数规律衰减的。在光学深度范围内，气体的幅值和浓度的关系近似为

y＝aln(1+bx)           (20)

式中，y是气体的浓度，x为信号的幅值，a与气体性质和气室长度有关，b与仪器的各项参数相关。

方案一是采用分段拟合的方法。在光学深度范围内，采用式(20)拟合浓度与信号幅值的关系；在光学范围以外，利用最小二乘法拟合浓度与幅值的关系。但是，用DSP处理式(20)的拟合曲线，过程较复杂。

方案二是采用幂级数展开再加以修正的方法。对式(20)展开得到关于x的幂级数，再根据上述五点拟合一个三阶的关系曲线；对两者进行比较，对幂级数进行修正，去掉数值很小的系数项，得出浓度与信号幅值之间的关系；并且根据不同测量范围的传感器建立不同的数学模型。例如，针对0～2000ppm量程的不分光红外气体分析仪，建立y＝ax³+bx的拟合曲线模型；针对0～1000ppm量程的不分光红外气体分析仪，建立y＝ax²+bx的拟合曲线模型。方案二是对方案一的优化，建立的模型更加简单，处理更加方便，系统的非线性误差得以修正，并满足要求。

4)温度控制

不分光红外气体分析仪测量气体浓度，而气体浓度很容易受到温度的影响，即温度会引起气体体积浓度的变化，从而影响气体对红外线的吸收作用。因此，为了确保红外气体分析仪测量的准确性，必须使红外气体分析仪在恒定的温度下工作。在实际工程应用中，控制温度在53±0.1℃内（控制精度为±0.1℃内），就可以保证红外气体分析仪测量的准确性。若环境温度较高，就将温度控制在56±0.1℃内。

为了控制温度在53±0.1℃内，采用积分分离的PI控制算法。积分分离的PI控制算法控制效果如图3所示，在A点之前采用P控制，在A点之后采用PI控制，即在第一个超调中，温度下降到53℃时加入积分项。之所以要采用积分分离的PI控制算法，是因为对于温度变化比较缓慢的过程，在积分项的作用下，往往会产生较大的超调和长时间的波动，而采用积分分离的方法可以有效地减小超调量和波动时间。需要说明的是，P控制的比例增益是使系统发生临界振荡的比例增益，而PI控制的比例增益是P控制的比例增益的0.707倍。

数字PID控制算法的表达式为

u(k)＝u(k-1)+K_P[e(k)-e(k-1)]+K_Ie(k)+K_D[e(k)-2e(k-1)+e(k-2)]  (21)

式中，K_P为比例增益，K_I为积分系数，K_D是微分系数。

在PID控制中，比例控制能迅速反映误差，减小误差，但不能消除稳态误差，比例增益的加大，会引起系统的不稳定；积分控制能完全消除误差，但积分作用太强会使系统超调量加大，甚至使系统出现振荡；微分控制可以减小超调量，克服振荡，使系统的稳定性提高，同时加快系统的动态响应速度，减小调整时间。

考虑到积分项的作用是消除残差，因此为了更好地减少残差，应提高积分项的运算精度。为此，采用梯形积分代替矩形积分，其计算公式为

$u\left(k\right)=u(k-1)+K_P[e\left(k\right)-e(k-1)]+K_I\frac{e\left(k\right)+e(k-1)}{2}+K_D[e\left(k\right)-2e(k-1)+e(k-2)]---\left(22\right)$

PID参数的整定方法有很多，本发明专利采用凑试法来确定PID参数，凑试法的具体过程为：

(1)只整定比例部分。即将比例增益由小变大，并观察相应的系统响应，直到得到临界振荡的响应曲线，如图4所示。

(2)采用积分分离的方法，在图3的A点之前采用P控制，其中比例增益与第一步整定得到的比例增益相同；在图3的A点之后采用PI控制，比例增益是第一步整定得到的比例增益的0.707倍，积分系数由小到大变化，并观察相应的系统响应，直到达到所需的控制要求为止。

(3)若使用比例积分调节器消除了静差，但动态过程经反复整定仍不能满意，则可加入微分环节。

5)系统硬件

本发明专利采用TI公司TMS320F28335型DSP芯片为核心，实现系统中各电路模块的控制和信号处理工作，如图5所示。TMS320F28335为TI公司C2000系列的芯片，其最高主频可达150MHz，带浮点运算核，32×32硬件乘法器，6个DMA控制器，片内512KB Flash和68KB SRAM，适合于实时实现运算量大、对精度要求高的数字信号处理算法。TMS320F28335拥有丰富的片上外设资源，包括eCAN、SCI、SPI、McBSP、ePWM、HRPWM、I²C、ADC等模块，本发明专利用到的外设模块主要有SPI、McBSP、ePWM、I²C和SCI等。

DSP芯片内部虽然有看门狗，但为了增加系统的可靠性，一般在工业应用中都需要外加一个看门狗芯片，以保证系统的可靠性。本发明专利采用TPS3705芯片作为外部看门狗。图6为带看门狗和电源监控的复位电路，TPS3705芯片可以实现电源电压监控与看门狗两个功能。图中，WDI与分别为看门狗输入输出引脚，若在1.6s内WDI引脚没有出现需要的脉冲信号，则引脚就会输出一个低电平信号，这里将的输出通过D3接到手动复位引脚，是低电平会使引脚复位输出。PFI、分别为电源监控的输入输出引脚，通过电阻R6和R7的分压来得到PFI的电位。若PFI引脚的电位高于某一电压，引脚会输出一个高电平信号，电路正常工作；而PFI引脚的电位低于这一电压时，引脚就会输出一个低电平信号，这里通过D2将接到手动复位引脚，是低电平会使引脚复位输出。引脚与DSP的复位引脚相连（DSP的第80个引脚，如图5所示），来控制DSP的复位。

由于系统需要进行大量的数学运算，DSP片内SRAM容量有限，利用XINTF系统总线外扩了一个128KB的SRAM，外扩SRAM电路如图7所示。IS61LV6416-10T芯片具有高速的访问速度，CMOS低功耗操作（操作时250mW，待机时250μW），TTL兼容接口标准，3.3V供电，无需时钟和刷新的全静态操作，三态输出以及高位和低位字节的数据控制的特点。通过DSP的XA0～XA16地址总线与芯片连接，扩展了128KB的存储空间，XD0～XD15的数据总线与芯片相应的I/O口连接，进行数据的输入输出。通过DSP的引脚控制芯片的使能，引脚控制芯片的读写，引脚控制芯片的输出使能。在图7中，引脚用XZCS7n表示，引脚用XWE0n表示，引脚用XRDn表示。

系统采用型号为FM24CL04的铁电存储器(FRAM)保存用户设置参数、系统校准数据等需要在掉电后保存的数据，铁电存储器电路如图8所示。FRAM是利用铁电晶体的铁电效应实现数据存储的，具有非易失性的存储特性。FM24CL04芯片是4Kb的FRAM，没有写延迟，采用快速两线串行接口技术，具有最高达1MHz的总线频率，并且是低功耗操作。该芯片采用3.3V供电，选择地址A1和A2按照典型配置接地，写保护引脚WP接DSP的GPIO27进行控制，数据线SDA和时钟信号线SCL引脚与DSP上I²C模块的SDAA和SCLA连接进行数据传输。

按键与液晶显示器是常用的人机接口设备。本发明专利根据需要设计了6个独立式按键，按键电路如图9所示。DSP的GPIO58～GPIO63分别连到按键的KEY0～KEY6，用于读取按键的高低电平信号。电容和电阻串联作为充放电回路，来消除按键按下和释放时的抖动，起到硬件去抖动的作用。

本发明专利选择一片320×240黑白点阵液晶屏，用于设置与显示系统参数、瞬时浓度等信息，液晶显示电路如图10所示。由于常用的工业液晶屏大都是5V电平标准，而主控芯片TMS320F28335为3.3V电平标准，其引脚最高只能承受4.5V电压，所以两者进行通信需要进行电平转换，选用SN74ALVC164245进行电平转换。SN74ALVC164245是一种16位双电源三态电平转换芯片，能够进行2.5V到3.3V或3.3V到5V的多电平系统的双向信号传输，具有高性能，低功耗，低电压的特点。图10中，和为输出使能引脚，接低电平有效；当接高电平时，使得nA和nB接口置于高阻关闭状态而不能工作。n表示1和2两个通道，即n=1,2。nA接口接3.3V电压，nB接口接5V电压，1DIR和2DIR引脚控制数据流的方向，当nDIR为高电平时，允许数据从nA接口传输到nB接口，当nDIR为低电平时，允许数据从nB接口传输到nA接口。根据需要，1A1～1A8连接DSP的数据总线XD0～XD7，2A1～2A5分别连接到DSP的读允许、写允许、地址总线XA1，以及控制LCD的片选和复位引脚。接低电平，2DIR接高电平，数据流从2A传输到2B上，通过DSP控制和1DIR的高低电平，来控制输出和数据流的方向。

在实际工作过程中，自动定时校准、时间显示等功能需要比较准确的时钟信号，所以，本发明专利选用MAXIM公司的低成本、高精度实时时钟芯片DS3231，实时时钟电路如图11所示。它内部集成了温补晶振（TCXO）和晶体，可以提供稳定、精确的时钟信号，在工业温度范围内可以提供±2分钟/年的时钟精度。DS3231具有电压监控模块和备用电池接口，在系统掉电时，可以将电源自动切换到备用电池供电。DS3231提供I²C接口与主控进行通信。数据线SDA和时钟信号线SCL引脚与DSP上I²C模块的SDAA和SCLA连接进行数据传输，引脚通过10K上拉电阻连到电源，同时连接到DSP的GPIO25上，为实时时钟提供中断控制。

不分光红外分析仪传感器为容性传感器，首先需要由电荷放大器将传感器输出电荷转化为电压信号。电荷放大器输出信号经过图12所示的红外信号调理电路后，送入24位ADC转化为数字信号。图12中，C12、R13构成无源高通滤波器，用于滤除前端电荷放大器输出信号中的直流分量。U4A是电压跟随器，U4B构成差分放大电路。R15和C13构成一个低通滤波器，当负载变化，信号波动时，作为前级运放的隔离。正反并联的肖特基二极管对输入ADC的模拟电位进行钳制，保证ADC正常的输入电压范围。

图13为红外信号的24位ADC转换电路图，U1为ADC转换芯片ADS1256，它是24位的具有高线性度、高分辨率、高精度、低漂移和集成PGA功能的4阶Σ-Δ型ADC（Σ-Δ型ADC工作原理是通过把待测信号V_in与参考电压正、负V_ref之间的差值进行不断的累积，并通过反馈令这个差值趋近于零），支持4路差分输入，或8路单端输入。图13中，模拟部分采用+5V供电，数字部分采用3.3V供电，模拟输入公共端AINCOM引脚和模拟地AGND引脚接模拟地，数字地引脚DGND接数字地。ADS1256采用外部晶振提供时钟信号，其中Y1为有源晶振，采用一个由电容和电感构成的PI型滤波网络作为电源滤波，输出端用一个小阻值的电阻过滤信号。负参考电压输入VREFN和正参考电压输入VREFP与图14的电压参考缓冲电路对应相连。在图14中，U3为电压跟随器，作为缓冲器使用，电阻R1、R3和电容C6、C7、C8构成的滤波电路能消除线路噪声和器件噪声的干扰。电压基准选用2.5V高精度带隙式基准电压源REF5025，能够将5V电压转换成2.5V的高精度基准电压。在图13中，ADS1256与DSP芯片TMS320F28335采用McBSP模拟SPI接口进行通信。为低电平时，ADS1256被选择，作为状态信号来判断会话结束与否，当新数据准备好时，变为低电平。在SPI接口进行通信时，SCLK引脚输入串行时钟信号，DIN、DOUT引脚与DSP之间进行串行数据输入、输出通信。

温度变化对气体密度影响很大，而气体密度直接影响到单位体积被测气体对红外光谱的吸收率，如果接收器的温度不能恒定，系统测量结果会有较大的误差。在实际的工程应用中，要求系统预热完成后，传感器温度波动被控制在±0.1℃范围内，根据这个要求，设计了温度控制电路。温度控制电路由两部分构成：温度采集电路与热电阻驱动电路。温度采集电路如图15所示，传感器选用NTC热敏电阻，采用比例法测量热敏电阻的阻值。NTC热敏电阻是利用半导体材料制成的温度敏感元件，其电阻值会随着温度的升高而变小，从而导致NTC热敏电阻两端电压的变化。NTC热敏电阻的电阻与温度（R-T）关系为

$R=R_0{e}^{B(\frac{1}{T}-\frac{1}{T_0})}$

式中，R是绝对温度T下的零功率电阻值（零功率电阻值是指在规定温度时，采用引起电阻值变化相对于总的测量误差来说可以忽略不计的值）；R₀是绝对温度T₀下的零功率电阻值；Ｂ是敏感度系数。

由于热敏电阻非线性比较严重，通过并联电阻进行校正。校正前后的热敏电阻阻值与温度关系曲线如图16所示，计算表明，校正后阻值与温度曲线的非线性相对误差在±1%以内，相对于热敏电阻的精度（±2%）已经足够好。由于系统不要求在整个温度段内精确测温，在温度控制过程中，可以将校正好的热敏电阻作为线性元件使用。

传感器加热元件选用热电阻，热电阻驱动电路如图17所示。将220V交流电进行整流、滤波之后得到310V直流电压，由DSP的ePWM(增强型PWM)模块控制场效应管对310V直流供电进行斩波，得到一个可控的直流电压加载到热电阻上，以实现温度控制。PWM（Pulse Width Modulation），简称脉宽调制，是将模拟信号转换为脉冲波的一种技术，一般转换后脉冲波的周期固定，但脉冲波的占空比会依模拟信号的大小而改变。PWM技术是一种对模拟信号电平的数字编码方法，通过使用高分辨率计数器（调制频率）调制方波的占空比，从而实现对一个模拟信号的电平进行编码。

图17中F1为保险丝，为系统提供短路保护功能。RV1为功率型热敏电阻（NTC），为系统提供上电防浪涌电流保护功能。D7为整流桥堆，对220V交流供电进行整流。Q11为功率型MOSFET，接收主控芯片发出的PWM控制信号，对310V直流供电进行斩波控制。D9为稳压管，保护电路不受瞬态高压的影响。U8是一个MOSFET/IGBT驱动型光耦，它内部集成了一个推挽式结构的功率输出级，起到光电隔离和MOSFET门级驱动的双重功能。通过DSP发出的PWM控制信号来控制HEATER0的电位，进而控制三极管的关断来控制光耦的通断。C38为旁路电容，用于滤除噪声的干扰。R42为小阻值的栅极电阻，可以迅速衰减栅极振荡，同时保证开关器件通断快，开关损耗小。为防止G端悬空或静电干扰对MOSFET的影响，在栅源间加入电阻R43。

气压采集电路如图18所示。气体压力对气体的密度有一定影响，如果被测气体压力发生变化，测量结果也会变化。在测量被测气体压力之后，通过气压与气体密度公式，对测量结果进行补偿，以确保测量结果的准确性。本发明专利选用霍尼韦尔公司的ASDX015A24R型气压传感器，它能够将被测气体压力转换成电压信号并输出，电压信号经衰减、跟随后送入AD7792进行采集并转换成数字信号，最后通过DSP进行处理。

16位ADC转换电路如图19所示，通过AD7792采集热敏电阻两端的电压和气压传感输出电压信号，进而计算得到温度和气压。AD7792为低功耗、低噪声，完整模拟前端，内置一个低噪声、带有三个差分模拟输入的16位的∑-△型ADC。它集成了片内低噪声仪表放大器，可以直接输入小信号，用于测量宽动态范围的低频信号。模拟部分采用+5V供电，数字部分采用3.3V供电，正基准电压输入引脚REFIN+接2.5V基准电压，负基准电压输入引脚REFIN-和引脚GND接模拟地。AIN1作为气压传感器输出电压采集的通道，AIN2作为热敏电阻两端电压采集的通道。采用内部时钟信号，DIN、SCLK、和等引脚通过上拉电阻接到3.3V上。为片选信号，当为低电平时，AD7792被选择。SCLK引脚输入串行时钟信号。是串行数据输出/数据就绪输出引脚，具有双重功能，作为串行数据输出引脚时，可以访问ADC的输出移位寄存器；作为数据就绪引脚时，当引脚电平为低，则表示转换已完成。DIN是串行数据输入，用于ADC的输入移位寄存器。ADC与DSP之间通过SPI接口进行通信。

系统具有自动校准和报警功能，共需要六路数字量输出接口，数字量输出电路如图20所示。DSP通过控制DOUT0的电平，来控制光耦的通断，进而控制三极管的开关，数字量输出选用继电器完成，这样继电器和DSP控制系统之间通过光耦实现了电气隔离。R2和C2电路能够吸收继电器触点动作带来电压突变产生的火花，起到保护触点的作用。D2和C3是一个尖峰抵制电路，能够吸收继电器开关时产生的电压尖峰。

本发明专利采用220交流电供电，由220V交流变换出±15V、+5V、+168V、+24V、+10V等相互隔离的直流电源，分别给各电路模块供电，系统电源方案如图21所示。

6)系统软件

根据系统的功能和硬件配置的需要，采用模块化的设计，将系统各个功能组合成独立模块，由主监控程序统一调用。图22为系统软件框图，包括主监控模块、初始化模块、中断模块、看门狗模块、人机接口模块、FRAM模块、RTC模块、红外信号处理模块、输出模块；其中，初始化模块包括系统初始化模块、外设初始化模块和变量初始化模块，中断模块包括红外信号采集模块、温度信号采集及控制模块、压力信号采集及处理模块和通信模块。

整个系统的主监控程序的流程图如图23所示。首先程序进行初始化，即系统初始化、外设初始化和变量初始化。之后就进入一个死循环，先判断Newdata(没有进行计算的数据的长度)是否大于等于3000（循环数据的长度）。当Newdata>=3000时，重新对变量进行初始化。在第一次进行计算时，需要采集1200点及其以上的数据，当采集到1200点及其以上的数据后，将开始计算标志位start_calc1置1（之后开始计算标志位start_calc1一直为1），并进入后续的过程。为了确保有足够的新数据参与计算，还需要设置一个判断标志位start_calc2。当这个判断标志位start_calc2=1时（表示采集到200点新数据），则进入算法程序。

算法程序包含两个函数：calculate函数和mean函数。函数calculate的功能是进行5次FFT计算（包含校正处理），得到5个幅值，并把5个幅值存储在数组AmplitudeArray1中。函数mean的功能是首先在calculate函数计算得到的5个幅值中去掉一个最大值和一个最小值，再平均得到一个幅值，并存储在数组AmplitudeArray2中。数组AmplitudeArray2的大小为10，当在数组AmplitudeArray2没有存满时，则把数组AmplitudeArray2中所存的所有数据进行平均，得到信号的幅值；当数组AmplitudeArray2存满时，则把数组AmplitudeArray2中所存的数据去掉一个最大值和一个最小值，再进行平均，得到信号的幅值；最后，利用信号的幅值计算出浓度，并通过液晶显示出来。

16位ADC转换电路中的AD7792是用来采集红外气体分析仪的温度信息，其中AD7792有单步转化、连续转化和连续读三种工作模式。本发明专利中所采用的是连续转化模式，采样频率为4.17Hz，每转化完一个数据，AD7792的端口都会置低，并通过与其直接相连的DSP端口GPIO55触发一个外部中断XINT4。考虑到端口是数据传输与数据转化完成信号的复用，为了防止在数据传输过程中传输数据0而触发中断，因此，在进入中断后必须关外部中断XINT4，出中断时开外部中断XINT4。整个温度控制的程序流程图如图24所示。AD7792转化完数据后，端口置低，触发外部中断XINT4。进入中断后，首先关外部中断XINT4，再利用AD7792所采集到的数据计算得到当时系统的温度。

计算得到当前系统的温度temperature后，则进行计算delta_T2。delta_T2为系统所需要控制达到的温度desire_temperature（本系统是53℃）减去当前系统的温度temperature。计算delta_T2不仅可以为温度控制提供反馈量，而且可以为积分分离的PI控制算法提供依据。在加入积分项之前，即在采用PI控制之前，delta_T2经过了两次变化，即从大于0到小于0和从小于0再到大于0。因此，在程序实现中，定义两个全局变量flag1和flag2，它们的初始值都为0。当delta_T2第一次发生变化时，即从大于0到小于0时，flag1置1；当delta_T2第二次发生变化时，即从小于0到大于0时，flag2置1。只有当flag1和flag2都为1时，系统采用PI进行温度控制；否则，系统采用P进行温度控制。在采用积分分离的PI控制算法之后，会得到一个所需要的PWM波占空比；再在DSP的ePWM模块中设置所需要的占空比；最后，开外部中断XINT4，使系统可以响应下一次外部中断XINT4。

Claims (8)

1.一种不分光红外气体分析仪的数字信号处理和控制系统，包括DSP芯片、红外信号调理电路、电压参考缓冲电路、24位ADC转换电路、温度采集电路、气压采集电路、16位ADC转换电路、外扩SRAM电路、铁电存储器电路、实时时钟电路、带看门狗和电源监控的复位电路、热电阻驱动电路、按键电路、数字量输出电路、RS-232/485接口电路、液晶显示电路、4～20mA/0～20mA输出电路，其特征在于：红外信号调理电路对红外信号放大和滤波，然后，经过24位ADC转化为数字信号送入DSP芯片进行处理，计算结果可以通过液晶显示电路、4～20mA/0～20mA输出电路、RS-232/485接口电路输出；采用基于FFT的幅值谱的方法，对数字信号进行处理，具体过程为，信号经过矩形窗，被矩形窗截断；然后，对截断的数据进行FFT计算，并得到幅值谱；再进行频率校正和幅值校正，得到信号的幅值；当计算得到信号幅值之后，建立信号幅值与浓度的关系，根据这一关系进行线性化处理；只采集零点、中点和满量程点的数据，采用分段拟合的方法，或者采用幂级数展开再加以修正的方法，拟合一个三阶的关系曲线，得出浓度与信号幅值之间的关系；采用积分分离的PI控制算法，控制温度在53±0.1℃内，保证红外气体分析仪测量的准确性。

2.如权利要求1所述的一种不分光红外气体分析仪的数字信号处理和控制系统，其特征在于：在红外信号调理电路中，C12、R13构成无源高通滤波器，用于滤除前端电荷放大器输出信号中的直流分量；U4A是电压跟随器，U4B构成差分放大电路；R15和C13构成一个低通滤波器，当负载变化，信号波动时，作为前级运放的隔离；正反并联的肖特基二极管对输入24位ADC转换电路的模拟电位进行钳制，保证24位ADC转换电路正常的输入电压范围；由于红外信号调理电路接收到的红外信号与气体浓度不是线性关系，当对红外信号进行调理和模数转换后，需要建立红外信号幅值与气体浓度之间的关系，并根据这一关系进行线性化处理；采用最小二乘法拟合的方法，建立红外信号幅值与气体浓度之间的关系；为了降低成本和减小测试工作量，只采集零点、中点和终点的数据，采用幂级数展开，再对幂级数进行修正，去掉数值很小的系数项，得出红外信号幅值与气体浓度之间的关系；并且根据不同测量范围的传感器建立不同的数学模型。

3.如权利要求1所述的一种不分光红外气体分析仪的数字信号处理和控制系统，其特征在于：DSP芯片采用TMS320F28335，实现系统中各电路模块的控制和信号处理工作；该芯片最高主频可达150MHz，带浮点运算核，32×32硬件乘法器，6个DMA控制器，片内512KB Flash和68KB SRAM，适合于实时实现运算量大、对精度要求高的数字信号处理算法，并拥有丰富的片上外设资源，包括eCAN、SCI、SPI、McBSP、ePWM、HRPWM、I²C、ADC模块；DSP采用积分分离的PI控制算法，控制温度在53±0.1℃内；若环境温度较高，就将温度控制在56±0.1℃内；在A点之前采用P控制，在A点之后采用PI控制，即在第一个超调中，若要求控制温度在53±0.1℃内，则温度下降到53℃时加入积分项；在以时间为横度坐标、以温度为纵坐标表达积分分离的PI控制算法控制效果时，所述A点是温度响应曲线达到第一峰值后下降与温度设定值直线相交的点。

4.如权利要求1所述的一种不分光红外气体分析仪的数字信号处理和控制系统，其特征在于：由温度采集电路与热电阻驱动电路组成温度控制电路；在温度采集电路中，传感器选用NTC热敏电阻，采用比例法测量热敏电阻的阻值；由于热敏电阻非线性比较严重，通过并联电阻进行校正；传感器加热元件选用热电阻，将220V交流电进行整流、滤波之后得到310V直流电压，由DSP芯片的ePWM模块控制场效应管对310V直流供电进行斩波，得到一个可控的直流电压加载到热电阻上，以实现温度控制；采用积分分离的PI控制算法，P控制的比例增益是使系统发生临界振荡的比例增益，而PI控制的比例增益是P控制的比例增益的0.707倍。

5.如权利要求1所述的一种不分光红外气体分析仪的数字信号处理和控制系统，其特征在于：16位ADC转换电路采用AD7792，用来采集红外气体分析仪的温度信息，采用连续转化模式，采样频率为4.17Hz，每转化完一个数据，AD7792的端口都会置低，并通过与其直接相连的DSP端口GPIO55触发一个外部中断XINT4；考虑到端口是数据传输与数据转化完成信号的复用，为了防止在数据传输过程中传输数据0而触发中断，因此，在进入中断后必须关外部中断XINT4，出中断时开外部中断XINT4；AD7792转化完数据后，端口置低，触发外部中断XINT4；进入中断后，首先关外部中断XINT4，再利用AD7792所采集到的数据计算得到当时系统的温度。

6.如权利要求5所述的一种不分光红外气体分析仪的数字信号处理和控制系统，其特征在于：所述计算得到当前系统的温度后，则进行计算delta_T2；delta_T2为系统所需要控制达到的温度减去当前系统的温度；计算delta_T2不仅可以为温度控制提供反馈量，而且可以为积分分离的PI控制算法提供依据；在加入积分项之前，即在采用PI控制之前，delta_T2经过了两次变化，即从大于0到小于0和从小于0再到大于0；因此，在程序实现中，定义两个全局变量flag1和flag2，它们的初始值都为0；当delta_T2第一次发生变化时，即从大于0到小于0时，flag1置1；当delta_T2第二次发生变化时，即从小于0到大于0时，flag2置1；只有当flag1和flag2都为1时，系统采用PI进行温度控制；否则，系统采用P进行温度控制；在采用积分分离的PI控制算法之后，会得到一个所需要的PWM波占空比；再在DSP的ePWM模块中设置所需要的占空比；最后，开外部中断XINT4，使系统可以响应下一次外部中断XINT4。

7.如权利要求1所述的一种不分光红外气体分析仪的数字信号处理和控制系统的控制方法，其特征在于：所述控制方法采用模块化的设计方法，将系统各个功能组合成独立模块，由主监控程序统一调用；包括主监控模块、初始化模块、中断模块、看门狗模块、人机接口模块、FRAM模块、RTC模块、红外信号处理模块、输出模块，其中，初始化模块包括系统初始化模块、外设初始化模块和变量初始化模块，中断模块包括红外信号采集模块、温度信号采集及控制模块、压力信号采集及处理模块和通信模块；首先程序进行初始化，即系统初始化、外设初始化和变量初始化；之后就进入一个死循环，先判断没有进行计算的数据的长度是否大于等于循环数据的长度；当没有进行计算的数据的长度大于等于循环数据的长度时，重新对变量进行初始化；在第一次进行计算时，需要采集1200点及其以上的数据，当采集到1200点及其以上的数据后，开始计算标志位start_calc1置1，之后开始计算标志位start_calc1一直为1，并进入后续的过程；为了确保有足够的新数据参与计算，还需要设置一个判断标志位start_calc2；当这个判断标志位start_calc2＝1时，表示采集到200点新数据，则进入算法程序。

8.如权利要求7所述的一种不分光红外气体分析仪的数字信号处理和控制系统的控制方法，其特征在于：所述的算法程序包含calculate函数和mean函数；calculate函数的功能是进行5次包含校正处理的FFT计算，得到5个幅值，并把5个幅值存储在数组AmplitudeArray1中；函数mean的功能是首先在calculate函数计算得到的5个幅值中去掉一个最大值和一个最小值，再平均得到一个幅值，并存储在数组AmplitudeArray2中；数组AmplitudeArray2的大小为10，当在数组AmplitudeArray2没有存满时，则把数组AmplitudeArray2中所存的所有数据进行平均，得到信号的幅值；当数组AmplitudeArray2存满时，则把数组AmplitudeArray2中所存的数据去掉一个最大值和一个最小值，再进行平均，得到信号的幅值；最后，利用信号的幅值计算出浓度，并通过液晶显示出来。