CN102823174A - 无线通信系统以及接收装置 - Google Patents

Abstract

一种无线通信系统，包含多个发送装置、以及具有多个接收天线的接收装置。所述发送装置生成对所述发送装置和所述接收装置之间已知的信号提供不同时间偏移的信号，作为参考信号，并对数据信号和所述参考信号进行复用来进行发送。所述接收装置对由所述多个发送装置所接收的信号中所复用的参考信号进行分离；根据使用共同的频率发送了信号谱的一部分或者全部的所述参考信号来估计传播路径信息。然后，基于所估计的传播路径信息对所述数据信号进行解码。由此，未对现有的用户发送装置进行大的变更，而能提供利用了允许信号谱的部分空间复用的上行链路MU-MIMO传送系统的无线通信系统等。

Description

无线通信系统以及接收装置

技术领域

本发明涉及无线通信系统等，该无线通信系统包括多个发送装置和具有多个接收天线的接收装置。

背景技术

在3GPP(3rd generation partnership project，第三代伙伴计划)中，作为第3.9代无线传送方式而推进了其标准化的LTE(long term evolution，长期演进)中，上行链路(移动台-＞基站)传送方式采用单载波频分多址接入(SC-FDMA)方式。

在SC-FDMA中，根据各用户的传播路径质量进行灵活的信号谱配置，从而实现高的频率利用效率。另外，同时接入的多个用户形成虚拟的大规模天线阵列，并使各用户的发送信号空间复用，从而在LTE的上行链路支持能够期待频率利用效率提高的MU-MIMO(multi-user multiple inputmultiple output：多用户多输入多输出)。

可是，在上行链路传送中，基站为了解调来自各移动台的发送信号，需要高精度地估计各移动台和基站之间的传播路径信息。传播路径信息能够基于在基站和各移动台间预先决定的参考信号进行估计，但进行基于MU-MIMO的空间复用的情况下，因为各用户发送的参考信号也被空间复用而被接收，所以无法就那样估计传播路径信息。

但是，在LTE中仅在具有相同的信号带宽、并且使用相同频带来进行通信的用户之间允许基于MU-MIMO的空间复用(图12(a))。这种情况下，通过使用如非专利文献1所示的、对于MU-MIMO参加用户被事先提供的相同参考信号序列在时域上提供用户固有的循环偏移的循环移位(CS)的方式，能够确保用户间的参考信号的正交性。但是，因为仅在具有相同信号带宽、并且使用相同的频带进行通信的用户之间允许基于MU-MIMO的空间复用，所以对于根据传播路径的状态而被决定的频率调度也产生限制，因此频率利用效率的改善受到限制。

现在，作为第4代无线传送方式的有力候选的LTE-A(LTE-Advanced)被提出，且其标准化活动被活跃进行。LTE-A的上行链路传送中，采用与LTE相同的单载波传送方式。可是，在LTE-A的上行链路MU-MIMO中，为了进一步改善频率利用效率，提出有与LTE不同、仅对LTE-A用户之间的一部分信号谱进行空间复用的方案(图12(b))。

这种情况下，仅单纯地应用CS方式，因为参考信号的正交性被破坏，所以无法实现对信号谱的一部分进行多重复用这样的上行链路MU-MIMO传送系统。由此，新的传播路径估计方法的建立不可缺少。

对于这样的LTE-A用户之间进行仅一部分信号谱的空间复用的情况下，根据空间复用的参考信号估计传播路径的方法，此前也进行了研究，在非专利文献2中，使用具有梳子的齿状信号谱的参考信号来进行频分复用(FDM)的方法也被言及。通过使用FDM方式，即使LTE-A用户之间信号谱的一部分被空间复用，也能够估计传播路径。

另外，例如在非专利文献2中，使参考信号在时间方向上通过正交编码而进行码分复用(CDM)的方法也被言及。在这种方法中，通过在时间方向上配置多个参考信号，从而在对信号谱的一部分进行空间复用的LTE-A系统中，也能够估计被空间复用的各用户的传播路径。

现有技术文献

非专利文献

非专利文献1：3GPP TR 25.814，“physical layer aspects for evolveduniversal Terrestrial Radio Access(UTRA)，”v7.1.0，Sep.2006.

非专利文献2：3GPP R1-092801，NTT DOCOMO“UL RS enhancementfor LTE-Advanced，”June 2009

为了进一步提高频率的利用效率，不仅在LTE-A用户之间，需要实现能够允许LTE用户和LTE-A用户的信号谱的一部分重叠的上行链路MU-MIMO。为了实现这样的上行链路MU-MIMO，需要以少的开销高精度地估计用于解调发送数据的传播路径信息。

但是，在非专利文献1所示的方法中，在LTE-A用户之间的正交性被保持，但LTE用户和LTE-A用户的正交性未被保持，无法进行传播路径的估计。

另外，在非专利文献2示出的方法中，在时间方向上必须配置复用的用户数的多个参考信号，而使频率利用效率降低，并且在传播路径的时间选择性紧张的情况下，复用用户数存在限制。

像这样，极难于保持与已有的发送装置(LTE用户)的后向兼容性、以及高效地估计信号谱的一部分重叠的各用户的传播路径，并且没有实现LTE用户和LTE-A用户的信号谱的一部分被空间复用的上行链路MU-MIMO传送系统。

发明内容

鉴于上述问题，本发明的目的是提供使用了上行链路MU-MIMO传送系统的无线通信系统等，该上行链路MU-MIMO传送系统是不对现有的用户发送装置进行大的变更，允许信号谱的部分的空间复用的上行链路MU-MIMO传送系统。

鉴于上述课题，本发明的无线通信系统，包含多个发送装置、以及具有多个接收天线的接收装置，该无线通信系统其特征在于，所述发送装置具有：参考信号生成部，生成对所述发送装置和所述接收装置之间已知的信号施加了不同时间偏移的信号来作为参考信号；参考信号复用部，对数据信号和所述参考信号进行复用；以及，发送部，发送由所述参考信号复用部所复用的信号，所述接收装置具有：接收部，接收由所述多个发送装置所发送的信号；参考信号分离部，其对由所述接收部所接收的信号中所复用的参考信号进行分离；传播路径估计部，根据所述参考信号来估计传播路径信息，所述参考信号为使用共同的频率发送了信号谱的一部分或者全部的参考信号；以及，解码部，基于由所述传播路径估计部所估计的传播路径信息对所述数据信号进行解码。

另外，本发明的无线通信系统，其特征在于，所述接收装置为了估计所述传播路径信息而具有传播路径估计部，该传播路径估计部能够利用多个不同的传播路径估计方法来进行传播路径估计，且所述接收装置将所述多个发送装置在各自的信号发送中所使用的频率的使用状况、与所述多个传播路径估计方法建立关联。

另外，本发明的无线通信系统，其特征在于，所述接收装置还具有估计方法切换部，该估计方法切换部根据所述发送装置在信号的发送中所使用的频率的使用状况，进行切换所述传播路径估计部的传播路径估计方法的控制。

另外，本发明的无线通信系统，其特征在于，所述估计方法切换部根据所述传播路径估计方法的估计方法的切换，使对在所述发送装置中已知的信号施加的时间偏移量变化。

另外，本发明的无线通信系统，其特征在于，在该无线通信系统中作为发送装置具有第一发送装置和第二发送装置，所述估计方法切换部在第一发送装置和第二发送装置使用的频率全部为共同的情况下、以及在第一发送装置和第二发送装置使用的频率仅一部分为共同的情况下，进行切换估计方法的控制，该估计方法用于估计第一发送装置和第二发送装置的各自的传播路径信息。

另外，本发明的无线通信系统，其特征在于，用于估计所述传播路径信息的估计方法，在所述第一发送装置和所述第二发送装置使用的频率仅一部分为共同的情况下，利用CS方式，在所述频率仅一部分为共同的情况下，利用空间滤波方式。

本发明的接收装置为在无线通信系统中的接收装置，该无线通信系统包含多个发送装置、和具有多个接收天线的接收装置，该接收装置其特征在于，具有：接收部，接收对数据信号和参考信号进行复用的信号，该参考信号是对所述发送装置以及所述接收装置之间已知的信号施加了不同的时间偏移的信号；参考信号分离部，对由所述接收部所接收的信号中所复用的参考信号进行分离；传播路径估计部，根据所述参考信号对传播路径信息进行估计；以及，解码部，基于由所述传播路径估计部所估计的传播路径信息，对所述数据信号进行解码。

根据本发明能够飞跃性提高信号谱的部分空间复用的上行链路MU-MIMO的可实现性。另外，对于现有的LTE用户的发送装置无需强行进行较大变更，并能够有助于大幅度地提高频率利用效率。

附图说明

图1是用于说明本实施方式(第一实施方式)的发送装置的功能结构的图。

图2是用于说明本实施方式(第一实施方式)的帧结构的图。

图3是用于说明本实施方式(第一实施方式)的接收装置的功能结构的图。

图4是用于说明本实施方式(第一实施方式)的接收装置的功能结构的图。

图5是用于说明本实施方式(第一实施方式)的接收装置的功能结构的图。

图6是示出在第一实施方式的信号状态的图。

图7是示出在第二实施方式的信号状态的图。

图8是示出在第二实施方式的信号状态的图。

图9是示出在第三实施方式的信号状态的图。

图10是示出在第三实施方式的信号状态的图。

图11是示出在第四实施方式的信号状态的图。

图12是示出现有技术中的信号状态的图。

具体实施方式

[1.第一实施方式]

首先，对使用本发明的第一实施方式进行说明。在第一实施方式中，将U用户同时接入的SC-FDMA上行链路传送作为对象。通过MU-MIMO设为允许最大两个用户空间复用时，示出对部分地空间复用的两个用户的传播路径信息进行估计的方法。另外，在本实施方式中，为了使说明简单，将空间复用的两个用户的传送带宽设为相同。下面，将通过MU-MIMO进行空间复用的用户表述为MU-MIMO参加用户。另外，本发明对于正交频分多址接入(OFDMA)所代表的基于多载波的接入方式也能够适用。

在图1中示出了本实施方式的发送装置1的功能结构。另外，在第一实施方式中，各用户的的发送装置的发送天线数设为1。另外，发送帧结构的参考信号和数据信号如图2所示被设定为时分复用，并在参考信号复用部108构成发送帧。另外，设为所有的用户为相同的发送帧结构，参考信号以及发送数据通过具有某个时间长度的时隙来划分。

对于在发送装置1的发送信号处理进行说明。另外，在本实施方式中，为了使说明简单，各用户被设定为将M_u个连续的频率作为传送频带来进行分配。另外，u表示用户号码(u＝0～(u-1))。

各用户的发送数据序列在信道编码部102被进行编码后，在数据调制部104通过QPSK、16QAM等进行数据调制。此后，在DFT部106应用M_u点的离散傅里叶变换(DFT)而变换为M_u个频率成分。

接着，在参考信号复用部108对发送数据和用于进行传播路径估计的参考信号进行复用。另外，参考信号的频率成分被设定为在参考信号序列生成部122基于由控制信息取得部120得到的控制信息而生成，并被设定为{P_u(i)；i＝0～(M_u-1)}。

另外，为了在后述接收装置2的传播路径估计部中的信号处理，在参考信号序列生成部122所生成的参考信号在对根据传送带宽而被决定的参考信号序列赋予了各用户固有的相位旋转量的情况下而生成。在这里，被赋予的相位旋转量依赖于接收装置2的传播路径估计部使用的传播路径估计方法而决定。

频域的信号基于由控制信息取得部120得到的控制信息在频率映射部110进行频率映射。在频率映射部110，对映射了参考信号的频率以外的所有频率插入0。之后，在IFFT部112应用快速傅里叶逆变换(IFFT)，生成时域的参考信号。

此后，在CP插入部114插入循环前缀(CP)之后，在无线发送部116中转换为RF(Radio frequency：射频)带的信号后，由发送天线发送。此时，MU-MIMO参加用户之间的发送信号(包含发送数据和参考信号)在相同的时隙，将发送信号的一部分或者所有的频率成分(信号谱)使用共同的频率来进行发送。

接着，图3到图5示出在本实施方式的接收装置2的功能结构。在这里，在图4示出了图3记载的第一结构部20的详细情况，在图5示出第2构成部23的详细情况。另外，接收装置2设定为具有N_r个天线，并且在此，着眼于第m天线(m＝0(N_r-1))。进而，第一构成部20、第二构成部23含有多个相同结构的结构部。

在第m接收天线接收的RF频带的接收信号在无线接收部202变换为基带信号。此后，在CP除去部204除去CP后，在FFT部206使用快速傅里叶变换(FFT)变换为频率信号。此后，变换为频域的接收信号被输入到参考信号分离部208，被分离为发送数据和参考信号，并分别被实施不同的信号处理。

首先，从针对发送数据的信号处理进行说明。在参考信号分离部208中分离的发送数据，被输入到信道均衡部220，使用后述的从传播路径估计部212得到的传播路径估计值，应用频域均衡所代表的信道均衡处理。

在由MU-MIMO进行空间复用的发送数据被输入到信道均衡部220的情况下，在信道均衡部220一并进行信号分离处理。均衡处理后的发送数据被输入到频率解映射部222，基于控制信息生成部240得到的控制信息应用频率解映射，得到各用户均衡后的接收信号。此后，在IDFT部232通过离散傅里叶逆变换(IDFT)变换为时域的信号后，被输入到数据解调部234以及信道解码部236，并解调各用户的发送数据。

接着，对针对参考信号的接收信号处理进行说明。参考信号为了估计在数据解调时需要的传播路径信息被输入到传播路径估计部212。此时，MU-MIMO参加用户之间的参考信号，通过频率映射将频率成分的一部分或者全部使用共同的频率进行发送，因此在相互的参考信号的频率成分的一部分被复用的情况和所有的频率成分被复用的情况的两种模式的状态下对其进行空间复用并被接收。为了根据这样空间复用的方法不同的参考信号高精度地估计各用户的传播路径信息，在本实施方式中，根据频率映射的状况，使用对CS方式和以下示出的空间滤波方式进行切换的方式，进一步适应地进行适用这些传播路径估计方法的参考信号的生成。

在此，传播路径估计部212具有CS方式和以下示出的空间滤波方式这样的能够传播路径估计的多个传播路径估计方法。并且，该传播路径估计方法与多个发送装置各自的信号发送中使用的频率的使用状况(频率映射)相关联，根据频率映射选择最合适的传播路径估计方法。在传播路径估计部212的传播路径估计方法的选择中，根据频率映射通过估计方法切换部210来进行控制。

在本实施方式中，根据MU-MIMO参加用户所应用的频率映射，由接收装置2的估计方法切换部210来选择最适合的传播路径估计方法，另外，通过根据由估计方法切换部210决定的传播路径估计方法，在送信装置1的参考信号序列生成部122还适当地控制所给予的相位旋转量，从而提高传播路径估计精度。

在所有的频率成分被复用的情况下，从接收装置2的估计方法切换部210以使用CS的方式对传送估计部212发送控制信息。在应用CS方式的情况下，在各用户的发送装置1的参考信号序列生成部122提供的相位旋转量被设定为最适合CS方式的值的方式，从接收装置2的控制信息生成部240向发送装置1的参考信号序列生成部122发送控制信息。在构成传播路径的多径中，根据最延迟而被接收装置接收的路径的延迟时间来决定最适合CS方式的相位旋转量。

另一方面，在对参考信号的频率成分的一部分进行复用的情况下，不以CS方式进行传播路径估计。因此，参考信号被复用而被接收的频率成分中，着眼于第k以及第(k+1)频率成分。在第m接收天线中的接收信号的第k以及第(k+1)频率成分{R_m(k)、R_m(k+1)}由下式提供。

式子1

R_m(k)＝H_m，0(k)P₀(k₀)+H_m，1(k)P₁(k₁)+N_m(k)(1)

R_m(k+1)＝H_m，0(k+1)P₀(k₀+1)+H_m，1(k+1)P₁(k₁+1)+N_m(k+1)

在这里，H_m，u(k)表示第u用户和基站的第m接收天线间的复数传播路径增益，N_m(k)分别表示在第m接收天线施加的噪音。

另外，(k_u；u＝0，1)表示在第k个频率重叠的第u个用户的参考信号的频率索引(图6)。在这里，传播路径的频率选择性设定为不太强时。可近似为

此时，式(1)能够如下式所示使用矩阵进行表现。

式2为

R＝PH+N                (2)

另外，式3为

$\left\{\begin{array}{c}R=\left(\begin{array}{c}{R}_m\left(k\right)\\ R_m(k+1)\end{array}\right)\\ P=\left(\begin{array}{cc}{P}_0\left(k_0\right)& P_1\left(k_1\right)\\ P_0(k_0+1)& P_1(k_1+1)\end{array}\right)\\ H=\left(\begin{array}{c}{H}_{m,0}\left(k\right)\\ H_{m,1}\left(k\right)\end{array}\right)\\ N=\left(\begin{array}{c}{N}_m\left(k\right)\\ N_m(k+1)\end{array}\right)\end{array}\right.---\left(3\right)$

在这里，本来想估计的是H，但将P作为传播路径矩阵，将H作为发送信号时，由式(2)可知与使用了两个发送天线和2个接收天线的MIMO空分复用(MIMO-SDM)的接收信号等价。对于接收信号R通过与P的逆矩阵P^-1相乘，从而能够得到针对传播路径H的估计值H^。

式4

$\hat{H}=P^{-1}R=H+P^{-1}N---\left(4\right)$

另外，将乘以该逆矩阵进行估计的方法设定为与迫零(ZF)规范的空间滤波矩阵W_ZF(＝P^-1)相乘，来进行传播路径估计。可是，在本实施方式中，在发送装置1的参考信号序列生成部122将由各用户对相同的参考信号序列赋予用户固有的相位旋转量后的信号序列作为参考信号序列来生成，所以P^-1的逆矩阵变得非常小，存在因噪音强调，传播路径估计精度大幅度劣化的情况。

在本实施方式中，与使实际传播路径H和传播路径估计值H^的均方差(MSE)变为最小的空间滤波矩阵W_MMSE相乘来进行传播路径估计。W_MMSE由下式得出。

式5

W_MMSE＝(P^HP+(1/γ)I₂)^-1P^H            (5)

将此设为通过与最小MSE(MMSE)规范的空间滤波矩阵相乘来进行传播路径估计。另外，γ表示参考信号的发送功率和接收噪音功率的功率比，I_m是m′m的单位矩阵。

在空间滤波方式中，空间滤波矩阵的行列式的值极小的情况下，即使使用基于MMSE规范的滤波矩阵，传播路径的估计精度也大幅度地降低。因此，在本实施方式中，为了防止传播路径估计精度的降低，接收装置2的控制信息生成部240向各发送装置1通知使空间滤波矩阵的行列式不为最小的相位旋转量，在各发送装置1的参考信号序列生成部122基于被通知的控制信息来决定相位旋转量。

在接收装置2的估计方法切换部210将传播路径估计方法切换为CS方式时，发送装置1的参考信号序列生成部122对参考信号序列提供的相位旋转量被设定为适合CS方式的相位旋转量。另外，在估计方法切换部210将传播路径估计方法切换为空间滤波方式时，以提供适合空间滤波方式的相位旋转量来进行适当的设定。另外，为了减少用于通知的控制信息量，也可以将任一方固定为最优值。

根据频率映射的状态，在接收装置2的估计方法切换部210选择空间滤波方式的另一方面，发送装置1的参考信号序列生成部122提供的相位旋转量被固定在适合CS方式的相位旋转量的情况下，存在空间滤波方式所使用的空间滤波矩阵的行列式的值成为极小的可能性。

这种情况下，在空间滤波方式中，不限于邻接的频率成分，因为使用在能够忽略传播路径的频域的变化的范围内(相干带宽内)分离的两个频率成分即可，所以也可以使用空间滤波的行列式未变小的两个频率成分来应用空间滤波方式。另外，也可以使用三个以上的频率成分来应用空间滤波方式。

在根据频率映射的状态，在接收装置2的估计方法切换部210选择CS方式的另一方面，发送装置1的参考信号序列生成部122提供的相位旋转量被设定为适合空间滤波方式的相位旋转量的情况下，存在相位旋转量不满足针对CS方式的条件且各用户的参考信号未正交的可能性。这种情况下，即使所有的频率成分被空间复用，也可以使用空间滤波方式来进行传播路径估计。

在此，在本实施方式中，空间复用用户数设定2，但在达到由接收装置2的天线数提供的MU-MIMO的最大空间复用数U_max之前，也能够进行用户的复用。

另外，在本实施方式中，发送装置1的结构设置为与现有的SC-FDMA方式大体相同，并且能够实现允许信号谱的部分的重叠的上行链路MU-MIMO。不同的是，在发送装置1的参考信号序列生成部122提供的相位旋转量，根据通过接收装置2的估计方法切换部210自适应地变更的接收装置2的传播路径估计方法来进行最优化这点，因此即使对于LTE系统也能够适用，也能够进行信号谱的一部分重叠的上行链路MU-MIMO。

另外，通过本实施方式，因为能够实现将部分的信号谱重叠的用户之间进行空间复用的MU-MIMO传送，所以与现有的MU-MIMO传送相比能够没有浪费地利用可分配的频率。另外，即使在空间复用数比2大的情况下，能够估计各用户的传播路径信息，另一方面，如CDM方式那样，与空间复用数成比例，但未增加时间复用的参考信号。在MU-MIMO中，因为频率的利用效率与空间复用数成比例地提高，所以本实施方式有助于使系统整体的传送速度飞跃地提高。

[第二实施方式]

接着，对第二实施方式进行说明。在第一实施方式中，以LTE采用的SC-FDMA上行链路传送作为对象。在SC-FDMA中，将发送信号谱分配到连续的频率中，但为了更加积极有效利用信道的频率选择性，将信号谱分割为分离开的频率来进行分配的群聚离散傅里叶变换扩展正交频分复用(Clustered DFT-Spread OFDM)作为LTE-A上行链路传送方式之一而被采用。因此，在第二实施方式中，将通过MU-MIMO使群聚DFT扩展OFDM传送用户之间进行空间复用的情况作为对象。以后，关于群聚DFT扩展OFDM被称为群聚OFDM。

另外，在第二实施方式中，与第一实施方式相同，考虑通过MU-MIMO将具有一个发送天线、分配了同一传送带宽的两个用户(假设为第0用户和第1用户)进行空间复用，但与第一实施方式相同，也能够进行三个用户以上的空间复用。

第二实施方式的发送装置1的结构基本上与第一实施方式的发送装置1的结构(图1)相同。不同之处是发送装置的频率映射部110的信号处理。

在第一实施方式作为对象的SC-FDMA中，相对于将发送数据与连续的频率映射的情况(图7的(a))，在第二实施方式作为对象的ClusteredOFDM中，将信号谱分割为多个频率块，并将各频率块分散进行配置(图7(b))。在发送装置1的除了频率映射之外的发送信号处理与第一实施方式相同，因此省略说明。

群聚OFDM的接收装置2的结构也与SC-FDMA(图3)相同。在群聚OFDM传送用户之间通过MU-MIMO进行空间复用的情况下，如图8所示重叠有接收信号谱。各用户的参考信号序列在发送装置1的参考信号序列生成部122由各用户对相同的参考信号序列提供各用户固有的相位旋转，所以在参考信号序列的不同部分被空间复用的情况下(图8的S10)，参考信号序列的相同部分被空间复用，但各自被赋予的相位旋转量不同的情况下(图8的S12)，考虑被分割的频率块的一部分被空间复用的情况。在第二实施方式中，在接收装置2的估计方法切换部210中，根据空间复用的频率块的状态可自适应地切换CS方式和空间滤波方式的两种传播路径估计方法。

序列是相同的，但相位旋转不同的频率块被空间复用的情况下，从接收装置2的估计方法切换部210以使用CS方式向传播路径估计部212发送控制信息。在参考信号序列不同的部分被空间复用的情况下，以及被分割的频率块的一部分被空间复用的情况下，从接收装置2的估计方法切换部210以使用空间滤波方式来向传播路径估计部212发送控制信息。

如第一实施方式所示，发送装置1提供的相位旋转量的最优值依赖于由接收装置2的传播路径估计部212所应用的传播路径估计方法。因为在接收装置2的传播路径估计部212中应用的传播路径估计方式的应用频度依赖于频率映射，所以也可以在CS方式的应用频度高的情况下，提供适合于CS方式的相位旋转量，在空间滤波方式的应用频率高的情况下提供与空间滤波方式相适应的相位旋转量。

另外，如第一实施方式所示，也可以在任一个的传播路径估计方法中固定于最优化的相位旋转量。这种情况下，也可以按照使最优化了相位旋转量的传播路径估计方法的应用频度增多的方式应用频率映射，从而发送装置以使传播路径的估计精度提高方式生成发送信号。例如，在相位旋转量相对CS方式而被最优化的情况下，频率映射部以图8的S10那样的空间复用部分增多的方式进行频率映射，从而可使传播路径估计精度提高。

在此，将对一个参考信号序列进行分割而构成频率块的群聚OFDM作为对象，但也可以在参考信号序列生成部生成与分割后的频率块的带宽匹配的、短的参考信号序列，也考虑对各频率块分配的群聚OFDM发送。这种情况下，接收装置2的估计方法切换部210也可以切换为CS方式以及空间滤波方式的任一个。另外，发送装置1根据在各传播路径估计方法的传播路径估计部212的应用频度，既可以对相位旋转量进行最优化，也可以固定为一定的值。

在第二实施方式中，将群聚OFDM作为对象。群聚OFDM是在LTE-A采用的上行链路传送方式，因此通过本实施方式，在LTE-A能够实现允许各用户的信号谱的一部分被空间复用的上行链路MU-MIMO，并有助于频率利用效率的进一步提高。另外，在群聚OFDM中，将分割的频率块分配给连续的频率成分，但是由于成为LTE所采用的SC-FDMA传送方式，因此，通过本实施方式，能够实现能够对LTE-A用户和LTE用户的信号谱的一部分进行空间复用的上行链路MU-MIMO。这种情况下，因为对LTE用户的发送装置不强迫进行大的变更，所以能够保持LTE-A所要求的后向兼容性。

[第三实施方式]

在第二实施方式中，将LTE-A的上行链路传送中采用的作为基于单载波的接入方式的群聚OFDM作为对象。另外，示出也能够进行与在上行链路接入方式采用SC-FDMA的LTE用户的空间复用。另一方面，也可考虑未像群聚OFDM那样将SC-FDMA的信号谱分配给多个块，而将各频率成分分配给任意的频率的频谱分割接入方式(图9)，并能够进一步提高频率调度效果。在第三实施方式中，在使用频谱分割接入方式的上行链路传送中，将由MU-MIMO对两个用户进行空间复用情况作为对象。

谱分割接入的发送装置结构基本上与SC-FDMA(图3)相同。SC-FDMA与谱分割接入的不同之处在于发送装置的频率映射部110。在SC-FDMA中，相对于将发送数据映射到连续的频率，在谱分割接入中，分别映射SC-FDMA的信号谱的各频率成分(图9)。另外，频率映射还依赖于后述的接收装置的传播路径估计部212的传播路径估计方法。在发送装置的除了频率映射之外的发送信号处理与第一实施方式相同，因此省略说明。

谱分割接入的接收装置结构也与SC-FDMA(图3)相同。对谱分割接入传送用户间的信号谱被重叠的频率中的传播路径估计方法进行说明。

因为被重叠的信号谱是不连续的，所以无法使用CS方式。因此，在接收装置的传播路径估计部212中使用空间滤波方式。在空间滤波方式中，在相干带宽内，如果不存在空间复用了参考信号的多个频率成分，则无法估计传播路径信息。因此，在接收装置的控制信息生成部240中，按照执行使MU-MIMO参加用户的发送信号的频率成分的两个以上在相干带宽内进行空间复用这样的频率映射的方式，生成控制信息，在发送装置中，能够基于该控制信息进行频率映射(图10)。

空间滤波方式的传播路径估计精度依赖于在传播路径估计中所使用的空间滤波矩阵的行列式。为了提高传播路径估计精度，与第一实施方式相同，按照由发送装置的参考信号序列生成部122对参考信号序列提供的相位旋转量以空间滤波矩阵的行列式变小的方式进行控制。另外，在发送装置的频率映射部也可以按照空间滤波矩阵的行列式未变小的方式，将参考信号的频率成分在频率方向上循环移位。

通过本实施方式，因为由MU-MIMO能够将使用谱分割接入方式的用户之间的信号谱的一部分进行空间复用，所以能够进行更加灵活的频率调度，有助于频率利用效率的进一步提高。

[第4实施方式]

接着，对第4实施方式进行说明。在此，在LTE-A提出有如LTE已经由传播路径估计方法确定的系统的用户、和与其不同的系统用户间的信号谱的一部分重叠的MU-MIMO。这种情况下，如图11所示，传送带宽相同的两个用户通过MU-MIMO被空间复用，在这里，考虑其他的用户的信号谱的一部分进一步被空间复用的情况。

对于传送带宽相同的两个用户，通过CS方式，可确保参考信号的正交性，但对于信号谱的一部分被空间复用的用户使用空间滤波方式，因此，在接收装置的传播路径估计部212中，无法切换使用CS方式和空间滤波方式，而成为同时进行应用。

在第4实施方式中，将SC-FDMA上行链路传送作为对象，将使用CS方式的现有的用户和使用本实施方式的传播路径估计方法的用户之间通过MU-MIMO进行空间复用的情况作为对象。

将使用CS方式的现有用户作为第一以及第二用户，将使用本实施方式的用户作为第0用户，并假设具有一个发送天线。第一用户和第二用户的传送带宽以及频率设为相同。

因为各用户的发送装置结构与第一实施方式大体相同，所以省略详细说明。不同之处在于在参考信号序列生成部122所生成的参考信号序列。在第二用户的发送装置的参考信号序列生成部122中对与第一用户相同的参考信号序列{P₁(i)；i＝0(M₁-1)}，在接收装置的传播路径估计部212使用CS方式时按照与第一用户保持正交性的方式，提供相位旋转。在将对第二用户提供的相位旋转量设为τ的情况下，通过下式提供参考信号序列。

式6

$P_2\left(i\right)=P_1\left(i\right)\exp (-j2\mathrm{\πi}\frac{\mathrm{\τ}}{M_1})---\left(6\right)$

另一方面，在第0用户的参考信号序列生成部122中，与第一实施方式相同，根据在接收装置的传播路径估计部212所应用的传播路径估计方法对参考信号序列提供适当的相位旋转量。

对于接收装置结构，也是与第一实施方式大体相同，不同之处是传播路径估计部的信号处理，因此仅对传播路径估计方法进行说明。在这里，为了简单，如图11所示，假设将第0用户的参考信号的频率成分的一部分与第一以及第二用户的参考信号进行空间复用。因为参考信号的一部分被空间复用，所以为了估计第0用户的传播路径信息，应用空间滤波方式。

另外，对于第0用户将所有的频率成分进行空间复用的情况下，与第一实施方式相同，对第0用户也应用CS方式，从而能够估计传播路径。在第m接收天线的第k频率处的接收信号由下式提供。

式7

$R_m\left(k\right)=H_{m,0}\left(k\right)P_0\left(k_0\right)+H_{m,1}\left(k\right)P_1\left(k_1\right)+H_{m,2}\left(k\right)P_1\left(k_1\right)\exp (-j2\mathrm{\π}{k}_1\frac{\mathrm{\τ}}{M_1})---\left(7\right)$

由第二用户的参考信号序列提供的相位旋转量τ由传播路径的延迟扩展所决定。在本实施方式的传播路径估计部212的信号处理根据该相位旋转量τ的大小而不同。

在相位旋转量τ小到某种程度的情况下，可认为邻接的参考信号的频率成分所提供的相位差小到可忽视的情况。此时，传播路径估计可使用邻接的两个频率成分来进行，可如式(2)所示表现接收信号。其中，R、P、H以及N如下。

式8

$\left\{\begin{array}{c}R=\left(\begin{array}{c}{R}_m\left(k\right)\\ R_m(k+1)\end{array}\right)\\ P=\left(\begin{array}{cc}{P}_0\left(k_0\right)& P_1\left(k_1\right)\\ P_0(k_0+1)& P_1(k_1+1)\end{array}\right)\\ H=\left(\begin{array}{c}{H}_{m,0}\left(k\right)\\ {\stackrel{\‾}{H}}_{m,1}\left(k\right)\end{array}\right)\\ N=\left(\begin{array}{c}{N}_m\left(k\right)\\ N_m(k+1)\end{array}\right)\end{array}\right.---\left(8\right).$

式9

${\stackrel{\‾}{H}}_{m,1}\left(k\right)=H_{m,1}\left(k\right)+H_{m,2}\left(k\right)\exp (-j2\mathrm{\π}{k}_1\frac{\mathrm{\τ}}{M_1})---\left(9\right)$

与第一实施方式相同，使用由参考信号序列所构成的矩阵P，求出MMSE规范的滤波器并与接收信号R相乘，从而能够估计H，因此使用本实施方式的传播路径估计方法的第0用户传播路径信息H_m，0(k)可这样估计。

另一方面，对于使用CS方式的现有的用户传播路径信息，使用本实施方式的传播路径估计方法而被估计的H^- _m，1(k)和未与第0用户进行空间复用的现有用户的参考信号的接收信号，通过再次应用CS方式，从而能够估计各发送天线的传播路径信息H_m，1(k)以及H_m，2(k)。

另一方面，在相位旋转量τ大到某种程度的情况下，无法忽略提供给邻接的参考信号的频率成分的相位差。这种情况下，可使用邻接的3个接收频率成分来进行传播路径估计。此时，接收信号能够如式(2)进行表现，但R、P、H以及N由下式提供。

式10

$\left\{\begin{array}{c}R={\left[\begin{array}{ccc}{R}_m\left(k\right)& R_m(k+1)& R_m(k+2)\end{array}\right]}^T\\ P=\left(\begin{array}{ccc}{P}_0\left(k_0\right)& P_1\left(k_1\right)& P_1\left(k_1\right)\exp (-j2\mathrm{\π}{k}_1\frac{\mathrm{\τ}}{M_1})\\ P_0(k_0+1)& P_1(k_1+1)& P_1(k_1+1)\exp (-j2\mathrm{\π}(k_1+1)\frac{\mathrm{\τ}}{M_1})\\ P_0(k_0+2)& P_2(k_1+2)& P_1(k_2+2)\exp (-j2\mathrm{\π}(k_1+2)\frac{\mathrm{\τ}}{M_1})\end{array}\right)\\ H={\left[\begin{array}{ccc}{H}_{m,0}\left(k\right)& H_{m,1}\left(k\right)& H_{m,2}\left(k\right)\end{array}\right]}^T\\ N\left[={\left[\begin{array}{ccc}{N}_m\left(k\right)& N_m(k+1)& N_m(k+2)\end{array}\right]}^T\right]\end{array}---\left(10\right)\right.$

与第一实施方式相同，使用由参考信号序列所构成的矩阵P来求出MMSE规范的滤波器，并与接收信号R相乘，从而能够估计H，因此能够这样估计使用本发明的传播路径估计方法的第0用户的传播路径信息H_{m， 0}(k)。

另外，对于使用CS方式的现有用户的传播路径信息，与相位旋转量τ小的情况相同，通过使用由本实施方式的传播路径估计所估计的H_m，1(k)以及H_m，2(k)、和未进行空间复用的参考信号的接收信号来再次应用CS方式，从而能够估计全部传送频带的传播路径信息。

对使用CS方式的用户和使用本实施方式的传播路径估计的用户混合存在的情况下的传播路径估计方法进行说明。在这里，对用户数和各用户的发送天线数进行限制来进行说明，但在用户数比2大的情况下，能够估计传播路径信息。

另外，因为对于相同频带的两个用户，即使进一步对其他的用户的信号谱的一部分进行空间复用也能够估计传播路径信息，因此，意味着对于使用多个发送天线来进行单用户MIMO传送的用户的信号谱，即使在对其他用户的信号谱的一部分进行空间复用的情况下也能够估计传播路径信息，所以各用户的天线数量即使是多个，通过本实施方式，也能够实现信号谱的一部分被空间复用的上行链路MU-MIMO。

另外，尽管叙述了第一实施方式，但根据频率映射，在各用户的传送带宽和频率完全一致的情况下，也可以通过CS方式来估计传播路径信息。另外，也可以保持第一用户和第二用户的正交性，并且与第一实施方式相同，可以根据应用于第0用户的传播路径估计方法，适当地改变对参考信号提供的相位旋转量。

如此前所述，通过本实施方式，即使在对于通过CS方式已经保持的用户间的正交性的信号谱，通过MU-MIMO进一步对新的用户信号谱的一部分进行空间复用的情况下，也能够进行传播路径估计。例如，即使对如LTE-A那样必须维持与LTE的后向兼容性这样的系统，也能够应用信号谱的一部分重叠这样的MU-MIMO，从而有助于频率利用效率的进一步提高。

变形例

以上，对于该发明的实施方式参考附图进行了详细说明，但具体的结构不限于该实施方式，不脱离该发明的要旨的范围的设计等也被包含于所附权利要求的范围。

另外，在本实施方式的发送装置以及接收装置进行动作的程序是对CPU等进行控制以实现本实施方式的功能的程序(使计算机发挥功能的程序)。并且，这些由装置处理的信息在其处理时被临时存储在RAM中，之后，被存储在各种ROM或HDD中，在必要时由CPU读出，并进行修正、写入。作为存储程序的记录介质，可以是半导体介质(例如、ROM、非易失性存储卡等)、光记录介质(例如、DVD、MO、MD、CD、BD等)、磁记录介质(例如，磁带、软盘等)等的任一种。另外，不仅通过执行加载的程序，能够实现上述的实施方式的功能，而且也存在基于该程序的指示，通过操作系统或者其他的应用程序等的共同处理来实现的情况。

另外，在市场中进行流通的情况下，也能够在可移动型的记录介质存储程序而进行流通，或通过互联网等的网络转发到被连接的服务器计算机。这种情况下，服务器计算机的存储装置也被包含于本发明。

另外，也可以将上述实施方式的发送装置以及接收装置的一部分或者全部典型地作为集成电路的LSI来实现。发送装置以及接收装置的各功能块既可以分别被处理器化也可以集成一部分或者全部进行处理器化。另外，集成电路的方法不限于LSI，也可以通过专用电路或者通用处理器来实现。另外，在由于半导体技术的进步出现了代替LSI的集成电路的技术的情况下，也能够使用基于该技术的集成电路。

标号说明

1 发送装置，

102 信道编码部，

104 数据调制部，

106 DFT部，

108 参考信号复用部，

110 频率映射部，

112 IFFT部，

114 CP插入部，

116 无线发送部，

118 无线接收部，

120 控制信息取得部，

122 参考信号序列生成部，

2  接收装置，

20 第一结构部，

202 无线接收部，

204 CP除去部，

206 FFT部，

208 参考信号分离部，

210 估计方法切换部，

212 传播路径估计部，

214 无线发送部，

220 信道均衡部，

222 频率解映射部，

23 第二结构部，

232 IDFT部，

234 数据解调部，

236 信道解码部，

240 控制信息生成部

Claims (7)

1.一种无线通信系统，包含多个发送装置、以及具有多个接收天线的接收装置，该无线通信系统的特征在于，

所述发送装置具有：

参考信号生成部，生成对所述发送装置和所述接收装置之间已知的信号施加了不同时间偏移的信号来作为参考信号；

参考信号复用部，对数据信号和所述参考信号进行复用；以及

发送部，发送由所述参考信号复用部所复用的信号，

所述接收装置具有：

接收部，接收由所述多个发送装置所发送的信号；

参考信号分离部，对由所述接收部所接收的信号中所复用的参考信号进行分离；

传播路径估计部，根据使用共同的频率发送了信号谱的一部分或者全部的所述参考信号来估计传播路径信息；以及，

解码部，基于由所述传播路径估计部所估计的传播路径信息对所述数据信号进行解码。

2.如权利要求1所述的无线通信系统，其特征在于，

所述接收装置为了估计所述传播路径信息而具有能够通过多个不同的传播路径估计方法进行传播路径估计的传播路径估计部，且所述接收装置将所述多个发送装置在各自的信号的发送中所使用的频率的使用状况与所述多个传播路径估计方法建立关联。

3.如权利要求2所述的无线通信系统，其特征在于，

所述接收装置还具有估计方法切换部，该估计方法切换部根据所述发送装置在信号的发送中所使用的频率的使用状况，进行切换所述传播路径估计部的传播路径估计方法的控制。

4.如权利要求3所述的无线通信系统，其特征在于，

所述估计方法切换部根据所述传播路径估计方法的切换，使对在所述发送装置中已知的信号施加的时间偏移量变化。

5.如权利要求3所述的无线通信系统，其特征在于，

在无线通信系统中作为发送装置包括第一发送装置和第二发送装置，

所述估计方法切换部在第一发送装置和第二发送装置使用的频率全部为共同的情况下、以及在第一发送装置和第二发送装置使用的频率仅一部分为共同的情况下，进行切换用于估计第一发送装置和第二发送装置的各自的传播路径信息的估计方法的控制。

6.如权利要求5所述的无线通信系统，其特征在于，

用于估计所述传播路径信息的估计方法，

在所述第一发送装置和所述第二发送装置使用的频率仅一部分为共同的情况下，利用CS方式，在所述频率仅一部分为共同的情况下，利用空间滤波方式。

7.一种接收装置，该接收装置为无线通信系统中的接收装置，该无线通信系统包含多个发送装置、和具有多个接收天线的接收装置，该接收装置的特征在于具有：

接收部，接收对数据信号和参考信号进行了复用的信号，该参考信号是对所述发送装置以及所述接收装置之间已知的信号施加了不同的时间偏移的信号；

参考信号分离部，对由所述接收部所接收的信号中所复用的参考信号进行分离；

传播路径估计部，根据所述参考信号对传播路径信息进行估计；以及，

解码部，基于由所述传播路径估计部所估计的传播路径信息，对所述数据信号进行解码。

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