CN102820769B - 抑制逆变系统低频纹波的自适应波形控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供抑制逆变系统低频纹波的自适应波形控制方法，在差分逆变器输出端的两个电容电压中加入相同的低频纹波成分，它们的差分为逆变所需标准正弦波，通过纹波传输机理，计算出直流侧电流表达式，令直流侧电流中低频纹波为零，从而得到两个电容电压中加入低频纹波成分的幅值和相位，从而构成差分电容电压的波形，并且随着负载变化，差分电压波形自适应地变化，使得流经这两个电容的功率就包含了输出功率的纹波部分，直流侧则只需要提供输出功率的直流平均部分，从而抑制了低频纹波对直流输入电源的影响。

Description

抑制逆变系统低频纹波的自适应波形控制方法

技术领域

本发明涉及一种基于可抑制直流侧低频电流纹波的逆变系统自适应波形控制方法。

背景技术

在直流到交流的供电系统中，输出50Hz/60Hz的交流电会在输入的直流端产生100Hz/120Hz的纹波噪声。这些纹波噪声在电力系统的直流输电线上会增加设备负担，产生电能损耗，其电磁辐射还将干扰通讯设备；而在直流电源中的纹波噪声会干扰负载设备中的有用信号，严重影响设备的正常运行；若输入侧为燃料电池或者太阳能电池等直流电源，低频纹波对燃料电池和太阳能电池的寿命造成严重威胁，严重降低系统效率；若输入侧是直流变换器，这种低频纹波将造成前端变换器和后端逆变器的相互耦合，相互制约，降低两变换器的动态响应特性，使得两变换器设计困难。

传统的抑制和消除低频纹波噪声的方法需要在逆变器的直流侧并联大容量的电解电容、蓄电池或接入有源滤波装置，虽然有效抑制了低频纹波电流，但电解电容、蓄电池以及有源滤波装置会增加系统成本。另外，大量使用电解电容还会影响供电系统的使用寿命。也有人提出两级变换结构中在前级DC/DC变换器采用有源控制技术抑制DC/DC输入端直流母线的低频纹波电流，这种方法的逆变器输入侧电容电压波动大，为防止DC/DC输入端电流随逆变器输入侧电压波动而变化，需要将DC/DC变换器电流环的带宽控制在100Hz以下。虽然有效抑制了两级变换结构系统输入的低频纹波电流，但逆变器输入侧电压波动大会增加后级逆变器输出电压谐波的控制难点，一旦负载发生突变，要经过几个工频周期才能达到稳定，系统动态性能差。

上述抑制低频电流纹波的方法都需要在单级式逆变器的基础上加入外围电路予以实现，成本较高。而且系统中的电解电容无法省去，限制了供电系统的使用寿命。

采用单级式逆变器和有源滤波装置实现功率变换的方法如图1所示，图1中，有源滤波装置APF一端并联在逆变器的直流侧，其提供的电流为逆变器输入端所需的100Hz/120Hz交流纹波。而有源滤波装置APF的另一端接容量较大的电解电容C2，其功率为100Hz/120Hz的纹波功率。值得注意的是，逆变器输出端的电压和电流的频率同为50Hz/60Hz，其乘积中含有100Hz/120Hz的纹波功率。若忽略系统的损耗，则电解电容100Hz/120Hz的纹波功率实际上就是逆变器输出端的纹波功率。那么是否可以将有源滤波装置的电解电容端接在逆变器的交流输出端，以省去电解电容？

有源滤波装置的电解电容端和逆变器的交流输出端的连接方式如图2所示。由于此电容C3已经串联在交流侧，则只需要容量较小的交流电容，而省去了电解电容。针对图2的连接方式，如果能够控制输出侧两只电容C1、C3上的电压含有幅值相等、相位相反的100Hz/120Hz纹波，而且两只电容上的100Hz/120Hz纹波功率正好为负载所需的纹波功率，则纹波功率将在两只串联的电容以及负载间环流，即负载所需的100Hz/120Hz纹波功率被这两只电容就地进行了补偿，不再需要直流侧提供纹波功率。也就是说，如果对图2的连接方式加以合适的控制，即对两只串联的电容电压进行自适应波形控制就可以抑制逆变直流侧的100Hz/120Hz低频电流纹波。

发明内容

本发明要解决的技术问题是：提供一种抑制逆变系统低频纹波的自适应波形控制方法，采用差分式逆变器，对差分电压进行自适应波形控制，实现输出电压小、逆变直流侧无电解电容且直流侧低频电流纹波得到抑制的效果，以降低系统成本和损耗，提高系统寿命。

本发明为解决上述技术问题所采取的技术方案为：一种抑制逆变系统低频纹波的自适应波形控制方法，其特征在于：它依次包括以下步骤：

1）差分式逆变系统包括直流输入电源、第一变换器和第二变换器，其中第一变换器包括第一差分电容C1、第一电感L1和开关管，第二变换器包括第二差分电容C2、第二电感L2和开关管，第一、第二变换器的结构对称；差分式逆变系统的输出端由第一第二差分电容C1、C2串联，且输出电压为两个差分电容的电压的差分；检测差分式逆变系统的输出电压V_o和输出电流i_o；

2）利用输出电压V_o，输出电流i_o，和已知的第一、第二差分电容C1、C2的电容值C，获得第一、第二差分电容C1、C2的电容电压设定值V_c1ref和V_c2ref:

其中V_d为差分电容上的直流偏置电压，V_max为输出电压v_o的幅值，ω为工频角，t为时间，B和为二次纹波电压幅值和相位,且

$B=\frac{V_{\max }}{{8V}_d\mathrm{\ωC}}\sqrt{I_e^2+{\mathrm{\ω}}^2{C}^2{V}_{\max }^2/4}+\frac{V_{\max }{I}_e}{{8V}_d\mathrm{\ωC}\sqrt{I_e^2+{\mathrm{\ω}}^2{C}^2{V}_{\max }^2/4}}(I_{\max }-I_e)+\frac{V_{\max }^3\mathrm{\ωC}}{{32V}_d{(I_e^2+{\mathrm{\ω}}^2{C}^2{V}_{\max }^2/4)}^{\frac{3}{2}}}{(I_{\max }-I_e)}^2+\·\·\·---\left(3\right)$

其中公式（3）和（4）是B和在负载额定电流I_e处的泰特展开式；式中I_e为负载额定电流，I_max为输出电流i_o的幅值；

3）将第一第二差分电容C1、C2的电容电压设定值V_c1ref和V_c2ref，与实际检测到的第一第二差分电容C1、C2的电容电压V_c1和V_c2对应的进行差值计算，得到第一第二差分电容C1、C2的电容电压的误差值△V_c1和△V_c2；

4）将第一第二差分电容C1、C2的电容电压的误差值△V_c1和△V_c2依次经过至少1个比例积分微分控制器，输出得到控制参数；

5）将控制参数与固定频率的三角波进行比较，形成PWM控制参数，分别控制第一变换器和第二变换器中的开关管。

按上述方案，将步骤1）中检测到的差分式逆变系统的输出电流i_o进行低通滤波，得到其直流分量；将此直流分量作为输出电流直流分量的误差值，通过比例积分微分控制器对输出电流进行控制，构成维持输出电流直流偏置的负反馈控制。

按上述方案，所述的步骤4）具体为：将第一第二差分电容C1、C2的电容电压的误差值△V_c1和△V_c2经过1个比例积分微分控制器，输出得到控制参数。

按上述方案，所述的步骤4）还可以为：将第一第二差分电容C1、C2的电容电压的误差值△V_c1和△V_c2先经过1个比例积分微分控制器调节得到第一、第二电感L1、L2的电感电流给定值i_L1ref和i_L2ref；将i_L1ref、i_L2ref分别与所检测到的第一、第二电感L1、L2的电感电流值i_L1、i_L2相比，得到误差值△i_L1和△i_L2，再经过1个比例积分微分控制器，输出得到控制参数。

本发明的工作原理为：检测逆变输出电压，电流v_o，i_o；首先为了满足逆变输出标准正弦波电压为v_o=v_C1-v_C2=V_max sin(ωt)，v_C1，v_C2分别为第一、第二差分电容的电容电压，V_maxsin(ωt)为v_o的表达式，V_max为v_o的幅值；

构建差分电容电压波形为：

其中差分电容上的直流偏置电压V_d必须满足：V_in为系统直流输入电压，B和为二次纹波电压幅值和相位；

计算出直流输入电流i_in为：

其中，I_max为系统输出电流i_o的幅值，直流输入电流波形中含有直流成分四倍频成分以及二倍频成分

当二倍频成分i_in(2ω)＝0时，则直流输入电流中不再含有二倍频成分；

即 $B=\frac{V_{\max }}{{8V}_d\mathrm{\ωC}}\sqrt{I_{\max }^2+{\mathrm{\ω}}^2{C}^2{V}_{\max }^2/4},$

将B和代入公式（1）和（2），就可以得到能够实现低频纹波抑制的差分电压波形。

将B在负载额定电流I_e处泰勒展开，则：

$B=\frac{V_{\max }}{{8V}_d\mathrm{\ωC}}\sqrt{I_e^2+{\mathrm{\ω}}^2{C}^2{V}_{\max }^2/4}+\frac{V_{\max }{I}_e}{{8V}_d\mathrm{\ωC}\sqrt{I_e^2+{\mathrm{\ω}}^2{C}^2{V}_{\max }^2/4}}(I_{\max }-I_e)+\frac{V_{\max }^3\mathrm{\ωC}}{{32V}_d{(I_e^2+{\mathrm{\ω}}^2{C}^2{V}_{\max }^2/4)}^{\frac{3}{2}}}{(I_{\max }-I_e)}^2+\·\·\·---\left(3\right),$

将在负载额定电流I_e处泰特展开，则：

将泰特展开的B和代入公式（1）和（2），就可以得到能够跟随负载变化实现低频纹波抑制的自适应差分电压波形，此处泰特展开式为标准公式，实际计算时取前两级即可达到精度要求。

本发明的有益效果为：

1、在差分逆变器输出端的两个电容电压中加入相同的低频纹波成分，它们的差分为逆变所需标准正弦波，通过纹波传输机理，计算出直流侧电流表达式，令直流侧电流中低频纹波为零，从而得到两个电容电压中加入低频纹波成分的幅值和相位，从而构成差分电容电压的波形，并且随着负载变化，差分电压波形自适应地变化，使得流经这两个电容的功率就包含了输出功率的纹波部分，直流侧则只需要提供输出功率的直流平均部分，从而抑制了低频纹波对直流输入电源的影响。

2、在进行PI调节时，可以直接将得到的电容电压误差值进行PI调节得到控制参数，也可以增加电感电流误差值进一步进行PI调节，以获得更为准确的控制参数。

3、为避免检测到的输出电压中除了标准正弦波还包含直流部分，对输出电压进行滤波后进行反馈控制，对差分电容电压设定值进行修正，以获得更为准确的控制参数。

附图说明

图1为有源滤波滤除单级式逆变器低频纹波系统；

图2为有源滤波装置的电解电容端和逆变器的交流输出端有串联连接电路；

图3为基于本发明的差分式逆变系统结构框图；

图4为基于本发明一实施例的差分式逆变系统的电路拓扑结构图；

图5为本发明的控制结构框图；

图6为未使用本方法的差分升压逆变器的开关管占空比的波形；

图7为未使用本方法的差分升压逆变器电容电压v_C1、v_C2以及输出电压v_o的波形；

图8为未使用本方法的差分升压逆变器电感电流i_L1、i_L2以及输入电流i_in的波形；

图9为使用本方法的差分升压逆变器的开关管占空比的波形；

图10为使用本方法的差分升压逆变器电容电压v_C1、v_C2以及输出电压v_o的波形；

图11为使用本方法的差分升压逆变器电感电流i_L1、i_L2以及输入电流i_in的波形；

图12为未使用本方法的电容电压v_C1、v_C2，输出电压v_o以及输入电流i_in的仿真波形；

图13为使用本方法的电容电压v_C1、v_C2，输出电压v_o以及输入电流i_in的仿真波形；

图14为负载电流降到半载时，使用本方法的系统输出电压、负载半载电流、系统输入直流电流波形；

图15为自适应波形控制下输出电压频率特性图；

图16为自适应波形控制下输入电流频率特性图；

图17为纯阻性负载的实验里，未使用本方法的差分升压逆变器电容电压v_C1、v_C2以及输出电压v_o和负载电流i_o的波形；

图18为纯阻性负载的实验里，未使用本方法的差分升压逆变器电感电流i_L1、i_L2以及输入电流i_in的波形；

图19是纯阻性负载的实验里，使用本方法的差分升压逆变器电容电压v_C1、v_C2以及输出电压v_o和负载电流i_o的波形；

图20是纯阻性负载的实验里，使用本方法的差分升压逆变器电感电流i_L1、i_L2以及输入电流i_in的波形。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

抑制逆变系统低频纹波的自适应波形控制方法依次包括以下步骤：

1）差分式逆变系统包括直流输入电源E_in、第一变换器和第二变换器，其中第一变换器包括第一差分电容C1、第一电感L1和开关管，第二变换器包括第二差分电容C2、第二电感L2和开关管，第一、第二变换器的结构对称；差分式逆变系统的输出端由第一、第二差分电容C1、C2串联,且输出电压为两个差分电容的电压的差分；检测差分式逆变系统的输出电压v_o和输出电流i_o；

2）利用输出电压v_o，输出电流i_o，和已知的第一、第二差分电容C1、C2的电容值C，获得第一、第二差分电容C1、C2的电容电压设定值V_c1ref和V_c2ref：

其中V_d为差分电容上的直流偏置电压，V_max为输出电压v_o的幅值，ω为工频角频率，t为时间，B和为二次纹波电压幅值和相位,且

$B=\frac{V_{\max }}{{8V}_d\mathrm{\ωC}}\sqrt{I_e^2+{\mathrm{\ω}}^2{C}^2{V}_{\max }^2/4}+\frac{V_{\max }{I}_e}{{8V}_d\mathrm{\ωC}\sqrt{I_e^2+{\mathrm{\ω}}^2{C}^2{V}_{\max }^2/4}}(I_{\max }-I_e)+\frac{V_{\max }^3\mathrm{\ωC}}{{32V}_d{(I_e^2+{\mathrm{\ω}}^2{C}^2{V}_{\max }^2/4)}^{\frac{3}{2}}}{(I_{\max }-I_e)}^2+\·\·\·---\left(3\right)$

其中公式（3）和（4）是B和在负载额定电流I_e处的泰特展开式；式中I_e为负载额定电流，I_max为输出电流i_o的幅值；

3）将第一第二差分电容C1、C2的电容电压设定值V_c1ref和c_2ref，与实际检测到的第一第二差分电容C1、C2的电容电压v_c1和v_c2对应的进行差值计算，得到第一第二差分电容C1、C2的电容电压的误差值△V_c1和△V_c2；

4）将第一第二差分电容C1、C2的电容电压的误差值△V_c1和△V_c2依次经过至少1个比例积分微分控制器，输出得到控制参数；

5）将控制参数与固定频率的三角波进行比较，形成PWM控制参数，分别控制第一变换器和第二变换器中的开关管。

如图3所示，凡是输出端由两个电容C1、C2串联，而输出电压为两个电容电压v_c1、v_c2的差压的差分式逆变系统，均可利用本发明的自适应波形控制均可以实现直流侧低频电流纹波抑制。

本实施例中以如图4所述的差分式升压逆变系统为例，差分升压逆系统由对称结构的左升压电路2和右升压电路3差分而成。其中左升压电路2由第一开关管T1、第二开关管T2、第一电感L1、第一差分电容C1组成；右boost升压电路3由第三开关管T3、第四开关管T4、第二电感L2、第二差分电容C2组成。从直流分布式电源或者直流输电系统电源1引出两路升压电路2、3；电源V_in的正极分别与第一电感L1和第二电感L2连接；第一差分电容C1与第一开关管T1的公共端接电源V_in负极，第二差分电容C2与第三开关管T3的公共端接电源V_in负极；左升压电路的第一差分电容C1与第二开关管T2的公共端与负载R的一端相连，右升压电路的第二差分电容C2与第四开关管T4的公共端同负载R的另一端相连。

差分式升压逆变系统使用了两个相同的双向升压变换器（即左右升压电路），同时在单级系统里完成了升压和逆变的功能。它能产生高的功率转换效率，减小变换器的体积同时降低花费。boost逆变器能够替换、双级功率结构。

每一个升压变换器产生一个直流偏置量，并特意在其后加上交流输出电压（带直流偏置的正弦波形作为输出），随着占空比不断改变（如图6所示），每一个变换器产生的单级电压都将比直流分布式电源或者直流输电系统电源直流电压大。每一个变换器的输出以及它们总的输出如下（如图7所示）：

v_c1=V_d+Asin(ωt)                          （5）

v_c2=V_d-Asin(ωt)                          （6）

v_o=v_c1-v_C2=V_maxsin(ωt)                   （7）

这里v_c1和v_c2是第一第二差分电容C1、C2的电压，V_max为输出电压v_o的幅值，ω是工频角频率，V_d是v_c1和v_c2的直流偏置电压。

对于带功率因数的单相并网直流分布式电源或者直流输电系统电源的差分逆变器，输出电流i_o如下所示：

i_o=I_maxsin(ωt)            （8）

这里I_max是输出电流i_o的峰值。

结果，这里得到输出功率P_o，它带有二倍的工频，如下所示

P_o=v_o×i_o=0.5×V_max×I_max×(1-cos(2ωt))       （9）

大量的2ω的脉动功率被叠加到直流侧输入电压V_dc上，它反应在瞬态直流侧电压上成为电压纹波。这种纹波电压导致了直流分布式电源或者直流输电系统电源的纹波电流。为了避免直流分布式电源或者直流输电系统电源产生这种纹波电流，需要DC/DC变换器提供不带2ω的低频电流纹波的直流电流I_dc。

DC端的功率P_dc为：p_dc=V_dc(I_dc＋i_ac)      （10），

这里i_ac是输入瞬时电流。根据能量转换规则，假设变换器的效率为100%，直流电压是定值，那么直流电流I_dc如下所示：

$I_{\mathrm{dc}}=\frac{V_{\max }{I}_{\max }}{{2V}_{\mathrm{dc}}}---\left(11\right),$

根据（9）-（11），得出

$i_{\mathrm{ac}}=\frac{V_{\max }{I}_{\max }}{{2V}_{\mathrm{dc}}}\cos \left(2\mathrm{\ωt}\right)---\left(12\right),$

如果在直流侧没有大的电容，将会有大量的2ω的纹波电流返回到直流分布式电源或者直流输电系统电源（如图8所示）。这样，二阶谐波电流纹波将被直流分布式电源或者直流输电系统电源吸收，它会对直流分布式电源或者直流输电系统电源的性能以及电池利用率产生不良影响。

本发明提出的方案为：在差分式升压逆变系统里，如果两个升压变换器的差分电容电压v_c1和v_c2能够匹配下面两个方面：输出是如（7）式的交流部分和来自于两个电容的2ωt的功率脉冲，这样就没有2ωt的纹波电流。

对于带有功率因数的单相并网直流分布式电源或者直流输电系统电源的差分逆变器，交流电网电压，电流和功率可以表示为（7），（8），（9）。两个升压变换器的参考电容电压能被控制如下（如图10所示）：

v_c1=V_d+Asin(ωt)+Bsin(2ωt+φ)       （13）

v_c2=V_d-Asin(ωt)+Bsin(2ωt+φ)       （14）

这里B和是两倍频率部分电压的幅值和初始相位。

为了提高变换器的效率，输入电压的最小直流偏置分量如下：

$V_d>V_{\mathrm{in}}+\frac{V_{\max }}{2}+B---\left(15\right)$

当C1、C2的电容值均为C时，电容C1，C2的电流i_c1、i_c2如下：

根据图7，可得开关管T2电流i₁、开关管T4电流i₂：

那么第一第二电感的电感电流i_L1、i_L2等于：

$i_{L1}=\frac{i_1}{1-d_1}=\frac{i_1{v}_{c1}}{V_{\mathrm{in}}}---\left(20\right)$

$i_{L2}=\frac{i_2}{1-d_2}=\frac{i_2{v}_{c2}}{V_{\mathrm{in}}}---\left(21\right)$

其中d₁、d₂分别为第一开关管T1、第三开关管T3的占空比，如图9所示。

那么输入电流i_in为两个电感电流之和：

其中所包含的两倍工频分量为：

只需让公式（23）为0，则达到抑制两倍工频纹波电流的目的（如图11所示），得到：

$B=\frac{V_{\max }}{{8V}_d\mathrm{\ωc}}\sqrt{{I_{\max }}^2+{\mathrm{\ω}}^2{c}^2\frac{{V_{\max }}^2}{4}}---\left(24\right)$

将B在负载额定电流I_e处泰勒展开，则：

$B=\frac{V_{\max }}{{8V}_d\mathrm{\ωC}}\sqrt{I_e^2+{\mathrm{\ω}}^2{C}^2{V}_{\max }^2/4}+\frac{V_{\max }{I}_e}{{8V}_d\mathrm{\ωC}\sqrt{I_e^2+{\mathrm{\ω}}^2{C}^2{V}_{\max }^2/4}}(I_{\max }-I_e)+\frac{V_{\max }^3\mathrm{\ωC}}{{32V}_d{(I_e^2+{\mathrm{\ω}}^2{C}^2{V}_{\max }^2/4)}^{\frac{3}{2}}}{(I_{\max }-I_e)}^2+\·\·\·---\left(3\right)$

将在负载额定电流I_e处泰特展开，则：

对以上两种方案（未使用本发明方法和使用本发明方法）分别进行仿真得到图12和图13的波形，其中图12为没有使用自适应波形控制策略的波形，图13为本发明所提自适应波形控制策略的波形。当负载从额定变到半载时，根据泰勒展开的差分电压波形得到的系统输出电压，半载电流和系统输入电流波形如图14所示，图15为图14中输出电压的频率高特性图，图16为图14中的输入电流频率特性图。

具体实验验证

下面对基于本发明的差分式逆变系统进行实验验证，其中直流输入电源E_in为燃料电池。具体设计参数如表1所示

表1

输入电压Vin	90V
		输出电压（有效值）	110V
额定功率Pe	150W
		基波频率f	50Hz
开关频率fg	20kHz
		电感（L1、L2）	300μH，10A
电容(C1、C2)	15μF，800V

从表1可知，两个电感L1和L2选型为300μH 10A电感。电容C1和C2的选行为15μF，800V。额定功率P_e为150W，输入电压V_in为90V，输出电压的有效值为110V，开关频率f_s为20kHZ和基波频率f为50HZ。

参考电压v_c1=201+77.75sin(ωt)+33sin(2ωt+0.2801)，v_c2=201-77.75sin(ωt)+33sin(2ωt+0.2801)，升压逆变器（即boost逆变器）使用两块Infineon IGBT模块，控制平台使用的是TMS320LF2812。驱动芯片采用的是带光耦隔离的M57962L芯片。

控制器的结构框图如图5所示，将第一第二差分电容C1、C2的电容电压的误差值ΔV_c1和ΔV_c2先经过1个比例积分微分控制器调节得到第一、第二电感L1、L2的电感电流给定值i_L1ref、i_L2ref；将i_L1ref、i_L2ref分别与所检测到的第一、第二电感L1、L2的电感电流值i_L1、i_L2相比，得到误差值Δi_L1和Δi_L2，再经过1个比例积分微分控制器，输出得到控制参数，以控制第一至第四开关管。当然，此处也可以仅将第一第二差分电容C1、C2的电容电压的误差值ΔV_c1和ΔV_c2经过1个比例积分微分控制器，输出得到控制参数，直接控制第一至第四开关管，但是精度不及增加第一、第二电感L1、L2的电感电流值i_L1、i_L2后得到的控制参数高。

图17为纯阻性负载的实验里，未使用本方法的差分升压逆变器电容电压v_c1、v_c2以及输出电压v_o和负载电流i_o的波形。其证明了可以得到所需的输出电压，它是由不同的电容电压构成，其电容电压包含两组相位相差pi的正弦波形以及相同直流偏置量。

图18为纯阻性负载的实验里，未使用本方法的差分升压逆变器电感电流i_L1、i_L2以及输入电流i_in的波形。其证明输入电流是带有100Hz纹波的直流偏置。

图19是纯阻性负载的实验里，使用本方法的差分升压逆变器电容电压v_c1、v_c2以及输出电压v_o和负载电流i_o的波形。其证明可以得到所需的带有功率因数的输出电压，其电容电压包含两组相位相差pi的正弦波形以及相同直流偏置量。

图20是纯阻性负载的实验里，使用本方法的差分升压逆变器电感电流i_L1、i_L2以及输入电流i_in的波形。其证明了所提的自适应波形控制方法能够将100Hz输入纹波电流的幅值限制为直流分量的10%以内，这样可以提高系统性能。

Claims (4)

1.一种抑制逆变系统低频纹波的自适应波形控制方法，其特征在于：它依次包括以下步骤：

1)差分式逆变系统包括直流输入电源、第一变换器和第二变换器，其中第一变换器包括第一差分电容C1、第一电感L1和开关管，第二变换器包括第二差分电容C2、第二电感L2和开关管，第一、第二变换器的结构对称；差分式逆变系统的输出端由第一、第二差分电容C1、C2串联，且输出电压为两个差分电容的电压的差分；检测差分式逆变系统的输出电压V_o和输出电流i_o；

2)利用输出电压V_o，输出电流i_o，和已知的第一、第二差分电容C1、C2的电容值C，获得第一、第二差分电容C1、C2的电容电压设定值V_c1ref和V_c2ref：

其中V_d为差分电容上的直流偏置电压，V_max为输出电压V_o的幅值，ω为工频角，t为时间，B和为二次纹波电压幅值和相位，且

$B=\frac{V_{\max }}{8V_d\mathrm{\ωC}}\sqrt{I_e^2+{\mathrm{\ω}}^2{C}^2{V}_{\max }^2/4}+\frac{V_{\max }{I}_e}{8V_d\mathrm{\ωC}\sqrt{I_e^2+{\mathrm{\ω}}^2{V}_{\max }^2/4}}(I_{\max }-I_e)\frac{V_{\max }^3\mathrm{\ωC}}{32V_d{(I_e^2+{\mathrm{\ω}}^2{C}^2{V}_{\max }^2/4)}^{\frac{3}{2}}}{(I_{\max }-I_e)}^2+...\left(3\right),$

其中公式(3)和(4)是B和在负载额定电流I_e处的泰勒展开式；式中I_e为负载额定电流，I_max为输出电流i_o的幅值；

3)将第一、第二差分电容C1、C2的电容电压设定值V_c1ref和V_c2ref，与实际检测到的第一、第二差分电容C1、C2的电容电压V_c1和V_c2对应的进行差值计算，得到第一、第二差分电容C1、C2的电容电压的误差值ΔV_c1和ΔV_c2；

4)将第一、第二差分电容C1、C2的电容电压的误差值ΔV_c1和ΔV_c2依次经过至少1个比例积分微分控制器，输出得到控制参数；

5)将控制参数与固定频率的三角波进行比较，形成PWM控制参数，分别控制第一变换器和第二变换器中的开关管。

2.根据权利要求1所述的抑制逆变系统低频纹波的自适应波形控制方法，其特征在于：将步骤1)中检测到的差分式逆变系统的输出电流i_o进行低通滤波，得到其直流分量；将此直流分量作为输出电流直流分量的误差值，通过比例积分微分控制器对输出电流进行控制，构成维持输出电流直流分量的负反馈控制。

3.根据权利要求1或2所述的抑制逆变系统低频纹波的自适应波形控制方法，其特征在于：所述的步骤4)具体为：将第一、第二差分电容C1、C2的电容电压的误差值ΔV_c1和ΔV_c2经过1个比例积分微分控制器，输出得到控制参数。

4.根据权利要求1或2所述的抑制逆变系统低频纹波的自适应波形控制方法，其特征在于：所述的步骤4)具体为：将第一、第二差分电容C1、C2的电容电压的误差值ΔV_c1和ΔV_c2先经过1个比例积分微分控制器调节得到第一、第二电感L1、L2的电感电流给定值i_L1ref和i_L2ref；将i_L1ref、i_L2ref分别与所检测到的第一、第二电感L1、L2的电感电流值i_L1、i_L2相比，得到误差值Δi_L1和Δi_L2，再经过1个比例积分微分控制器，输出得到控制参数。