CN102783015A - 虚拟韦弗结构滤波器 - Google Patents

Abstract

使用采样混频器实现虚拟韦弗结构滤波器，所述采样混频器以轮叫的方式连续处理输入信号的样本，并且提供被乘以模拟正交的正弦波形的系数后的样本的和。可靠地实现虚拟本地振荡器而不是真实本地振荡器，而没有适配。消除了韦弗混频器之间的滤波，而支持在采样输入处进行滤波，通过在实现不同的缩放系数的电阻器组合之间进行选择而实现高效的时分多路复用，导致了虚拟韦弗结构的高效的模拟实现方式。

Description

虚拟韦弗结构滤波器

技术领域

本发明涉及信号处理。更具体地，本发明涉及有效地提供用于实现虚拟韦弗结构滤波器（virtual Weaver architecture filter）的混频器的正交匹配对的模拟电路的设计。

背景技术

无线电接收机的各种结构源于20世纪前期的重大创新；一些实际上可以追溯到19世纪晚期。无线电通信基于以下观察：由于磁能和电能的恒定交换（constant exchange），电磁能量能够辐射到空的空间中。导电材料中的振荡电信号建立了这种辐射，取决于所谓的导电材料与振荡频率的“匹配”而更大或更少程度地建立辐射，当这种辐射作用于另一适当材料时，其在该材料中感应电流或电压振荡，而且也取决于该匹配而更大或更少程度地感应电流或电压振荡。该感应信号非常小，如根据以下事实而可以理解的：接收材料相对于传输材料所成的立体角（solid angle）可能实际上非常小，因此甚至在理想系统中可采集的能量的百分比也很小。

物理学家倾向于将无线电接收机的操作考虑为热力设备，探究表示接收机处信号的总能量，并且询问该信号超过由于环境的有限温度而出现的热噪声达到什么程度。所有的储能部件都耦接到环境的环境温度，如从19世纪对热力学的研究可以很好地理解的。因此，它们全都获取给定带宽内的一定量的能量，并且期望信号对于该热噪声是加性的。信号超出噪声的程度是信噪比。

热噪声在电压或电流的所有可能振荡频率上都以相等量存在。实际上，热力学的一个突出结论是“能量均分”定理，其声明在无线电接收机的每个可能带宽中存在相等量的能量。因此，通过对在接收机处出现的信号的所有频率上求和而评估热噪声的总幅值。物理学家的该最后观察对于无线电的工程师设计是关键的：如果所接收的信号的带宽受限，可以在更高程度上从噪声中区分出信号。也就是说，如果工程师能够使无线电接收机忽略不作为期望信号的部分的所有那些频率，则总噪声将会更少，这是因为噪声必然被加到在接收机输出端处出现的每个频率。无线电的这一方面被称为其“选择性”，并且在从噪声中分离出信号方面是至关重要的。越高的选择性意味着越高的性能、越低的噪声、和越好的保真度。我们可以观察到从19世纪后期到21世纪前期无线电设计的进步，具体地作为选择性的持续提高，以及总的而言对通信信道中噪声的深入理解。

然而，如何在无线电接收机中实现选择性？答案是：通过使用感兴趣的一定窄带宽的电子放大和带外频率的抑制。实现该选择性的最佳基本设备是调谐电路：电感和电容的组合，其在能量从电容器的电场交换到电感器的磁场时以及反之在能量从电感器的磁场交换到电容器的电场时展示出简谐运动。因此，在概念上最简单的可行的无线电接收机是所谓的“调谐RF”型，其布置高Q电路以便尽可能地放大期望信号频率而对于任何其他频率的信号快速滚降其响应。然而，调谐RF接收机遇到实现困难性：为了改变所接收的频率，必须改变该调谐电路，包括以某种方法调节电感器和/或电容器的值，这不是不可能的任务，然而却是不便利的并且在某种程度上费用高的。如果选择性总是被提供于固定频率，这将远远不是便利的并且也远远不是费用低的；这是一种看上去不可能的任务，这是因为在选择不同的无线电台（radio station）时要求所接收的频率改变。

该难题被在19世纪晚期发明的外差原理所解决，由此所接收的信号的期望功率在频率上被偏移到恒定的中频，并且由工作于该固定的中频处的电路元件来实现选择性。具体地，以如下方式使得处于期望接收频率处的所接收的信号与在接收机本地产生的信号交互，即，交互以产生第三频率-中频。实际上，外差原理必须产生两个输出频率，一个处于“frec+flo”而另一个处于“frec-flo”，其中“frec”是接收频率，“flo”是本地振荡器频率。本地振荡器和接收信号的“交互”理想地是乘法，并且实现该乘法的电子元件被称为“混频器”。

还布置：本地产生的信号（本地振荡器）在振荡频率上是可调的，并且因此能够将所接收的频率范围中的任何频率变换到相同的中频。由无需改变的组件来在固定的中频处提供选择性；由可调节的本地振荡器来设置对接收频率的选择。该外差原理，或者更具体地其变形（仅选择两个外差频率之一（典型地，差拍频率“frec-flo”）），即所谓的“超外差”接收机已经成为主流；其在无线电通信的所有应用中无所不在。

但是，超外差无线电的该主流地位以无线电应用的普通级别（commonclass）为代价。存在以下情况，其中明显不同的接收频率产生相同的中频。也就是说，存在以下情形，其中超外差无线电不能解决单个所接收的频率，并且如果来自第二无线电发射机的不期望的干扰碰巧在第二频率处，因此超外差无线电容易受到该不期望的干扰的影响。该不可分离的第二频率通常被称为“镜像频率”，必须通过另外的电路来增大超外差，以便在镜像接收频率和真实接收频率之间进行区分。

该增大尚不具体，并且其解决方案必须等待Hartley在1925年作出的发明“Single Sideband Modulator”（参见美国专利第1,666,206号），尽管该发明针对在一定程度上不同的任务，然而其示出了以下原理：利用该原理可以在混频处理之后移除镜像。Hartley镜像抑制接收机通过辨别出镜像频率的相位和真实接收频率的相位不同而进行操作，并且通过使用合适的相移网络，如图1所示，可以实现矢量和消除，其移除了镜像。结果，如果可以作出“合适的相移网络”，则我们已经移除了对于超外差接收机的普遍使用的遗留障碍。

如读者可能已经猜测的，“合适的相移网络”本身不是完美的：不可能在比窄频率范围更广的范围上作出固定的相移，并且作出宽频率范围的相移电路的困难性限制了Hartley镜像抑制方法。

在1956年，唐纳德·韦弗（Donald Weaver）在其的文章（标题为“A thirdmethod of generation and detection of single-sideband signals”，D.K.Weaver-Proc.IRE,1956）中描述了已经被已知为用于镜像抑制的韦弗结构的内容。在韦弗的标题中隐含的第一方法是在Hartley之前使用的滤波器；第二方法是Hartley方法。如图2所示，韦弗方法依赖于两组混频器，每组被称为正交调制器，这是因为其通过具有两个输出而不是一个输出的本地振荡器将信号相乘。这两个输出彼此正交，它们相位相隔90度。韦弗通过一系列的三角恒等式来示出：如在外差接收机中要求的频移可以伴随有附加特征，即，移除镜像频率。如在其文章中清楚提出的，在数据方面具体示出了顺序的两组正交混频器的效果，并且结果是必然的：假设混频器真的正交并且对中间信号进行过滤以移除混频的上部分，则在输出中不存在镜像。与Hartley方法不同，韦弗电路可以在没有进行近似的情况下实现，并且其在不受限的带宽上操作，这是由于不需要相移网络。

韦弗结构已经成功。现代的数字无线电（蜂窝电话、TV接收机等）使用他的结构并且在足够程度上实现了镜像抑制。仅仅受到信号的正交特性限制的韦弗结构可以将镜像抑制大约50db（大约在300分之一）。利用数字域中的高级信号处理，各种数字增强可以将图像抑制提高到可能60db（1000分之一）。

然而，对韦弗文章的阅读将展示出其结构要求必须对从第一组混频器流到第二组混频器的信号进行过滤：必须移除和频率。该信号流有两个部分，一个信号从第一组混频器之一流到第二组混频器之一，第二信号在剩余的两个混频器之间流动。在该双向信号路径中，必须放置所要求的滤波器来阻挡该和频率。回忆起，该结构的镜像抑制在很高程度上依赖于信号的正交特性，它们必须相隔90度。即使存在一度的相位差，也将限制最终的镜像抑制小于60db。因此，很快认识到，要求在两个信号路径中放置的两个滤波器必须匹配，使得它们之间的相位差给予上小于1度，以保持最佳的镜像抑制。这是困难的：两个滤波器将限制镜像抑制，除非它们在非常高的程度上匹配。克服该限制的手段是本公开的主题。

如果模拟电路可以创建匹配的滤波器对，则可以避免仅由其它抑制解决方案（即，转换到数字信号处理域）提高匹配所带来的相对昂贵和功率消耗。

本公开首先教导了如何制作韦弗结构无线电，其中在第一组混频器和第二组混频器之间不需要滤波器。因此，没有导致相位差，并且镜像抑制比传统韦弗结构的任何模拟实现方式可以实现的镜像抑制显著更高。

除了没有滤波器之外，本公开揭示了第二个创新：使用时分多路复用的第二组混频器，也旨在提高镜像抑制。

清楚的是：第二组混频器的匹配、以及滤波器匹配将影响镜像抑制，第二组混频器没有精确地彼此正交。这正是为什么许多现代的无线电接收机在第一组混频器之前放置ADC（模数转换器）、并且在数字域中实现第二混频。一旦在数字域中存在算法来数字地校正两条路径中的任何相位差。在数字实现方式中，可能进行时分多路复用，这是因为在切换多路滤波器时可能恢复数字滤波器的状态。在模拟域中实现的韦弗结构中，由于需要滤波而不可能对第二组混频器进行时分多路复用，这是因为时分多路复用损坏了滤波器的行为。滤波器看到高速信号，这是因为其必须依序操纵两个信号。因此，滤波器看到的信号不是真实的第一组混频器输出，其是真实的第一组混频器输出的斩波版本（chopped version）。在没有保持用于时分多路复用器的每个部分的分离的状态变量的情况下，不能对所述滤波器看到的信号进行滤波。然而，当采用第一个创新时无需滤波器，在此情况下可以使用模拟域中的时分多路复用。这使能了表示第二组混频器中的两个混频器的单个电路的设计，其中，没有引入相位误差并且提高了镜像抑制。

通过参考后面的优选实施例的详细描述，将更好地理解本发明的目的。注意，下面描述的本发明的所有实施例、或者在每个权利要求中定义的本发明不一定满足本公开暗示的所有目的或优点。

发明内容

本发明依赖于将在Mallinson的美国专利第7,028,070号中公开的常见类型的采样混频器（“DSM”）用作第一组混频器。所述采样混频器是能够进行混频动作并产生精确的正交信号的模拟电路。本公开将示出：这样的DSM的某种配置如何能够消除对滤波器的需要但仍能够实现韦弗三角恒等式并移除镜像。

在本发明的一个方面中，本发明包括具有处理元素的并联阵列的采样混频器，每个元素包括用于采样输入信号的采样电路。该阵列被配置使得每个处理元素以轮叫的方式（round-robin fashion）连续地处理输入信号的相应样本。在该阵列中提供滤波器组件。一组乘法器电路中的每个乘法器将相应的处理元件的输出相乘，该组提供求和后的输出。

在本发明的另一方面中，滤波器组件包括插入在每个采样电路和相应的乘法器电路之间的滤波器。

在本发明的另一方面中，滤波器组件包括由每个采样电路的输入共享的电阻。

在另一方面中，本发明包括一种射频信号处理器。第一对正交混频器中的每个元件对所述信号的相同样本进行操作，第二对正交混频器对所述第一对正交混频器中的相应正交混频器的输出进行操作。所述第一对正交混频器包括：被配置为以轮叫的方式操作以采样所述信号的采样电路的并联阵列。第一和第二乘法器对每个采样电路的输出进行操作，多个所述第一乘法器具有被选择来模拟本地振荡器的同相输出的缩放因子；以及多个所述第二乘法器具有被选择来模拟本地振荡器的正交输出的缩放因子。

在另一方面中，所述第一对正交混频器包括滤波器部件。在更具体的方面中，所述滤波器部件包括在每个采样电路和相应的第一和第二乘法器的公用输入之间的一系列滤波器。在更具体的方面中，所述滤波器部件包括由每个采样电路的输入所共享的电阻。

在本发明的另一方面中，在前述处理器中，所述乘法器中的一个乘法器的缩放因子模拟正弦波形，所述乘法器中的另一乘法器的缩放因子模拟相位相差90度的正弦波形。

在另一方面中，本发明包括一种实现混频器的模拟正交匹配对的电路。处理元件的并联阵列中的每个处理元件包括用于采样输入信号的采样电路，所述阵列被配置为使得每个处理元件以轮叫的方式连续处理输入信号的相应样本。存在两组乘法器电路，每个乘法器电路将所述处理元件中相应处理元件的输出乘以缩放因子，并且每组提供求和的输出。所述两组乘法器电路中的第一组乘法器电路的连续乘法器电路具有与正弦波形的傅立叶级数近似中的系数相对应的缩放因子，以及所述两组乘法器电路中的第二组乘法器电路的连续乘法器电路具有与相位相差90度的正弦波形的傅立叶级数近似中的系数相对应的缩放因子。

在前述电路的另一方面中，所述阵列包括滤波器部件。在更具体的方面中，在每个采样电路和相应的乘法器电路之间插入滤波器。在更具体的方面中，所述滤波器部件包括由每个采样电路的输入共享的电阻。

本发明还设想使用前述电路来实现韦弗结构滤波器中的第一对混频器。

在方法方面中，本发明包括一种滤波射频信号以抑制镜像频率的方法。该方法包括：获得所述信号的连续样本系列；滤波每个样本以产生滤波后的样本；一方面，连续地将每个滤波后的样本乘以与正弦波形的傅立叶级数近似中的系数相对应的第一多个相应缩放因子，另一方面，连续地将每个滤波后的样本乘以与表示所述正弦波形的正交的所述系数相对应的第二多个缩放因子。将所述乘法的输出相加。

在另一方面中，本发明包括一种处理射频输入信号以实现镜像抑制的电路。提供切换部件，用于在四组乘法器缩放因子之间进行选择。所述四组乘法器缩放因子分别对应于正弦信号的傅立叶级数近似的系数、所述正弦信号的反转、所述正弦信号的余弦、以及所述余弦的反转。所述四组乘法器缩放因子中的每组缩放因子被应用于所述输入信号的样本以便产生相乘输出；以及求和电路依序将每组的输出相加。

在另一方面中，本发明包括一种处理射频输入信号以实现镜像抑制的电路。该电路包括：具有用于得到所述信号的多个样本的采样电路的处理元件的并联阵列。提供用于顺序处理每个处理元件、以及用于对所述采样电路的输出进行滤波的部件。每个处理部件包括：输入开关；与所述输入开关相关联的电容；两个电阻器，每个电阻器可选择性地切换到第一虚拟地放大器、第二虚拟地放大器或地；所述处理元件的输出被定义为所述第一虚拟放大器的输出和所述第二虚拟放大器的输出之间的差。电路将所述处理元件的输出相加。

在更具体的方面中，前述电路中的用于滤波的部件包括由所述处理元件的输入共享的电阻。上述内容意图仅为本发明各方面的宽泛总结，并且为本发明各方面的仅仅一些方面。不意图定义本发明的限制或要求。将参考优选实施例的具体说明和权利要求来理解本发明的其它方面。

附图说明

将参考优选实施例的具体说明及其附图来描述本发明，在附图中：

图1是现有技术的Hartley镜像抑制接收机的电路图；

图2是现有技术的韦弗（Weaver）镜像抑制接收机的电路图；

图3是现有技术的轮叫采样混频器的电路图；

图4是图3的电路的替换的图解表示；

图5是使用一对轮叫采样混频器的韦弗结构滤波器的近似的示意图；

图6是根据本发明实施例的在采样保持设备和乘法器之间包括一组滤波器的轮叫采样混频器的电路图；

图7是图6的电路的等效配置的图解表示；

图8是根据本发明实施例的在采样保持设备和乘法器之间插入了滤波器的轮叫采样混频器的电路图；

图9是如何可能在韦弗滤波器中寻求实现时分复用的图解表示；

图10是根据本发明实施例的图9的第二组乘法器的时间量化版本的图解表示；

图11是图10的方法的图解表示，也用于将单个量化处理应用于第二组乘法器中的两个乘法器；

图12是图11的方法的图解表示，也用于其中轮叫采样混频器的系数可调整的情况；

图13是根据本发明优选实施例的被实现为采样电容器的串联电阻的滤波器的电路图；

图14是示出根据优选实施例的采样保持设备的迭代（iteration）的示例表示的电路图；

图15是根据优选实施例实现的图14的电路的替代电路的电路图；

图16是根据优选实施例的用于加到虚拟地（to sum to a virtual ground）的求和元素的电路图；

图17是根据本发明实施例的用于一组系数的轮叫采样混频器的电路图；

图18是根据本发明实施例的图17的电路的修改；

图19是根据本发明实施例的用于在两个系数之间进行选择的图18的电路的修改；

图20是示出图19的电路的重复单元中的用于选择电阻器值的开关的原型设计的电路图；

图21是示出根据优选实施例的用于使能系数值的反转的图20的电路的修改的电路图；以及

图22是优选实施例的4个量化采样值处的系数值和开关状态的表。

具体实施方式

韦弗结构的一个版本实现具有US专利第7,028,070号中示出的通用类型的采样混频器（DSM）的第一组混频器，通过引用将所述US专利并入于此。这样的DSM基于乘积求和电路，并且因此能够实现算术操作

$y=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i\·w_i$

其中，‘y’是输出，‘x’是一组输入参数，‘w’是一组加权参数。该DSM的基础是该组输入参数‘x’是输入信号的‘轮叫’样本。参考图3（其是US专利第7,028,070号的图1），以轮叫的方式（在该示例中，通过延迟线14）激活采样保持电路11的并联阵列，以便连续地处理输入信号的样本并且将其输出呈现给相应的乘法器12，每个乘法器具有缩放因子Cn。求和网络13然后将所有这样的系数（Cn）和样本的乘积相加至公共输出（Aout）。无系数旋转使得电路操作为相关器，将输入信号乘以连续系数值的虚拟波（对应于正弦波形的傅立叶级数近似的系数）并且在结果上执行滑动平均（running average）。该滑动平均可以替代地被描述为“方框（box car）”滤波器或者矩形滤波器，并且产生公知的sin(x)/x响应。

DSM系统可以如图4所示。输入与连续系数值的相乘结果、以及对该相乘结果的滤波经由sin(x)/x滤波器输出。图4已经与韦弗电路的第一部分相似，并且我们可以如图5所示地绘制在韦弗结构中使用的两个DSM电路及其相关联的滤波器。显然，sin(x)/x滤波器处于正确位置，并且如果其可以充当所需的低通滤波器，则其将彼此匹配非常好，比两个分离的模拟滤波器的匹配更好，这是由于这些sin(x)/x滤波器起因于（arise from）完成一次轮叫采样所用的时间并且因此与时钟相关。然而，尽管处于正确位置并且匹配，sin(x)/x响应仍不足以适当地移除上乘积（即，‘frec’+‘flo’信号），这是因为除了传输的零点之外，其必须是一阶滤波器。

第一个创新解决了sin(x)/x滤波器的差性能以及其不能执行所需的韦弗滤波器动作的问题，如图6所示。这表示图3的修改，修改在于：在乘法之前在采样保持输出处插入新块，滤波器（Ftr）。该滤波器额定地在所有通道中都相同，但是不必精确地相同。

在该位置放置该滤波器的效果是将现有的sin(x)/x滤波器与该滤波器合成，这是由于乘法和加法都是线性运算，从与sin(x)/x滤波器串联放置的滤波器中是不可区分出滤波器的，如图7所示。因此通过在采样保持之后放置与系数的数量一样多的滤波器副本，我们将创建与sin(x)/x滤波器串联的明显更陡峭（更有效）的滤波器。

在这点上，在开发本思想时，这似乎是非常低效的建议：我们同样可以在输出端处仅仅添加一个滤波器，而不是可能如在采样保持之后添加100个滤波器的情况。然而，在韦弗结构中需要并非一个而是两个DSM，可以使得这两个DSM共享同一组采样保持和滤波器。这如图8所示。

与US专利第7,028,070号的图1所示的滤波器相比，图8示出了两组系数如何可以共享同一组采样保持和滤波器，一组系数编码正弦波，另一组系数编码90度相移的正弦波（即，预先波）以便模拟本地振荡器的正交输出。注意，正弦块和预先块中的系数Cn不同：例如，正弦块中的C1与余弦块中的C1不同。现在，好处应是明显的：韦弗结构的上分支和下分支两者看到同一滤波器，它们两者看到采样保持电路之后的滤波器的滤波器动作并且因此经历相同的且完美匹配的滤波器。结果，镜像抑制不会被任何滤波器失配而损失。

实现韦弗结构的时分复用是在这里公开的第二个创新，并且基于第一个创新构造，即，在DSM中从韦弗结构的两臂中移除任何附加滤波、以及在乘法器之前插入滤波器。

首先，我们讨论为什么传统的韦弗结构不能被多路复用。图9示出了我们可以尝试的明显方式：滤波器首先在上路径中被使用，然后在下路径中被使用，等等。由于采用同一滤波器，因此明显是匹配的。问题在于：该切换动作要求滤波器首先操纵上路径，并且内部的状态变量开始响应该信号。结果，滤波器从不安定，并且不能执行滤波动作。其简单地不能多路复用模拟滤波器：当在输入端处应用连续信号，而不是在输入端处应用多路复用信号时，其操作依赖于内部状态变量的时间卷积。上面的更一般的说明在于：多路复用器本身呈现为另一频移乘法器，并且移动滤波器特性之外的基带信号。

即使简单技术将不工作，我们可以开始对韦弗结构进行一系列改变，其最终不导致多路复用器方案的等效方案。我们通过在时间上量化第二组乘法器的动作而开始（读者将认识到，这对应于量化求和的输出）。不是应用连续的正弦信号，我们应用以下的三电平信号的序列。对于上乘法器，我们应用0,1,0,-1,0,1,0,-1，...等，而对于下乘法器，我们应用1,0,-1,0,1,0,-1,0，...等，如图10所示。这些序列简单地是在四倍正弦和余弦频率处采样的三电平编码的正弦和余弦信号。它们展示出有趣的属性：当一个乘法器有效（即，产生非零输出）时，其它乘法器无效（即，产生零输出）。我们似乎不同时需要这两者。实际上，我们甚至根本不需要它们，这是由于图11所示的电路清楚地在操作上是相同的。

四选一选择器开关直接或反向地应用上路径、或者直接或反向地应用下路径。注意到，在图11中，滤波器已经移动到输入端，如在本公开中早先在创新中所讨论的。然而，重要的是认识到，该图对于其在乘法之前使用滤波器方面是过于简化的：在使用如早先所描述的发明时，该图工作。

在该点进行总结：这里两件事情正在进行：第一，在作出第一对乘法器的DSM中使用滤波器（示意性地示出在正弦和余弦乘法之前）；第二，将第二组乘法器编码为三电平并且以第二混频的速率的四倍来采样。仅仅需要四选一选择器来代替整个第二正交乘法和加法。

这是有趣的且有用的，但是如果DSM的系数可以被改变，它甚至可能被进一步简化。以相同方式，我们不同时需要两个输出乘法器，上图示出了我们不同时需要各输入乘法器。假设，仅在需要图12的电路时，具有可调整系数的DSM可用。开关选择四个不同的系数集之一；这些系数集恰恰是正弦集、余弦集、以及它们的反转。选择的顺序是：‘c’，接下来是‘s’，接下来是‘-c’，接下来是‘-s’，等等。

输出IF频率不可从将源自具有非常好匹配的正弦和余弦通道的韦弗结构无线电的频率中区分出来。在输出中不出现镜像，并且在该实现方式下，韦弗的输入乘法器和输出乘法器之间的信号不存在。

下面的进一步说明细化了上述的优选实施例的附加元素，使得可以呈现所公开的发明的清楚的且工作的示例。

虚拟韦弗电路取决于在每个DSM采样部分中出现滤波器。通过采样电容器中的串联电阻可以创建这样的滤波器的最简单的形式，如图13所示。在开关闭合以采样输入的情况下，带宽被限制于1/2πRC。

在DSM中，存在多于一个采样保持，并且通过使用图14所示的示意图的特征，我们可以选择表示多个采样保持设备（SHA）。灰色轮廓线示出了内部组件，但是由于名称为X1[32]，因此存在灰色轮廓线的内容的32个实例。在左面，仅仅一条线输入所有32个实例，并且因此连接到所有并行的实例，然而在右面，32条线输入32个实例，并且因此一对一连接，即，右面的32条线来自每个独立实例。该图的方法允许我们表示许多组件的复杂编组。每个开关将依序被闭合和重新打开，以便作出样本的连续“轮叫”系列。然而，该电路的简化是可能的：由于一次闭合一个开关，因此我们注意到，任何给定的电阻器仅在开关闭合时才取得电流，图15的电路因此执行相同任务：对于SHA的整个阵列，我们仅仅需要一个电阻器。

我们现在需要配置DSM以便输出正弦波乘法的加权和，并且我们将通过在加到虚拟地的输出端上使用电阻器来实现该加权和，如图16所示。如果我们使用输出放大器（示出为A1和A2，表示反转虚拟地放大器），我们可以创建负系数的效果，这里示出了两个输出放大器，将输出信号取为‘Out’和‘Outb’之间的电压差。描述该输出的公式为：

$V(\mathrm{out},\mathrm{outb})=V\left(\mathrm{in}\right)\·\mathrm{Rf}\·[\frac{1}{R2}-\frac{1}{R1}]$

我们看到，依赖于R1和R2的相对值，我们可以得到V(in)的正或负乘法。结果，依赖于在每个重复单元内如何定义R1和R2，该电路利用正或负系数值实现了DSM样本的加权和。用于定义R1和R2的公式为：

${R1}_i=\left\{\begin{array}{c}{X}_i\&GreaterEqual;0\&RightArrow;\&infin;\\ X_i<0\&RightArrow;1/X_i\end{array}\right.$ ${R2}_i=\left\{\begin{array}{c}{X}_i>0\&RightArrow;1/X_i\\ X_i\&le;0\&RightArrow;\&infin;\end{array}\right.$

其中，Xi是系数值，R1i和R2i是如在以上原型中连接的单元中的电阻器。在该公式中以及在下面的所有公式中，特定限制是明显的：由于Xi更紧密地接近零，但是不是完全达到零，所需要的R的值增加。高值是不可行的，并且因此可以应用例如2M欧姆的合理的最大值。

图17中示出的实现方式然后是具有一组参数的DSM的几乎完整的电路。在图17中，R1和R2的值在重复块中是不同的：如果期望系数为Xi，则上面的公式示出如何对由‘i’编索引的每个实例设置内部的R1和R2值。尽管该电路是简化的，如果我们作出更多的添加，该电路是完全可行的。注意，如上面所绘制的，在系数变化时，采样电容器上的负载将变化。如果我们可以使负载恒定，则我们能够使该简单的全无源电路工作。我们将布置：限制带宽的输入电阻器例如为1k。而且，我们将布置：电容器上的负载总是为10k。在此情况下，我们受到近似10％的信号衰减，然而电路仍操作。

图18的电路将另一电阻器R3添加到重复块。然后用于生成R1、R2和R3的公式变为：

${R1}_i=\left\{\begin{array}{c}{X}_i\&GreaterEqual;0\&RightArrow;\&infin;\\ X_i<0\&RightArrow;1/X_i\end{array}\right.$ ${R2}_i=\left\{\begin{array}{c}{X}_i>0\&RightArrow;1/X_i\\ X_i\&le;0\&RightArrow;\&infin;\end{array}\right.$ $R3=\frac{1}{\frac{1}{\mathrm{RT}}-\frac{1}{R1}-\frac{1}{R2}}$

我们看到，构造R3使得在电容器上负载总是为RT。给出这些定义，该电路是具有单组系数的完整的带宽受限的DSM。

再次值得提及，该电路操作是由于在‘SHA’的32个实例每个中R1、R2和R3的值不同；这些值如由本页上的公式所描述地不同。此外，在任何给定实例中，实际上仅存在两个电阻而不是三个电阻，电阻之一R1或R2总是无穷大的，因此在每个单元中不存在。在两种可能配置之一中连接的单个变量值的电阻器足以制出所需要的R1或R2，如图19所示。

现在，在重复单元中利用附加开关来扩展该相同的电路，所述附加开关在两组值之间进行选择。在图20中示出了该电路的原型。

利用如所示的S1/S2/S3/S4开关，R1和R2如以前那样连接，新电阻器R3和R4连接到地。R5是连接到地的补偿电阻（其中，在之前的图中使用了R3）。如果（通过“S”输入）改变了开关的意义（sense），则R1/R3和R2/R4的作用被反转，创建了不同组的加权系数。假设Xi和Yi表示现在的两个不同组的系数，用于电阻器的公式为：

${R1}_i=\left\{\begin{array}{c}{X}_i\&GreaterEqual;0\&RightArrow;\&infin;\\ X_i<0\&RightArrow;1/X_i\end{array}\right.$ ${R2}_i=\left\{\begin{array}{c}{X}_i>0\&RightArrow;1/X_i\\ X_i\&le;0\&RightArrow;\&infin;\end{array}\right.$ ${R3}_i=\left\{\begin{array}{c}{Y}_i>0\&RightArrow;1/Y_i\\ Y_i\&le;0\&RightArrow;\&infin;\end{array}\right.$ ${R4}_i=\left\{\begin{array}{c}{Y}_i>0\&RightArrow;1/Y_i\\ Y_i\&le;0\&RightArrow;\&infin;\end{array}\right.$

$R5=\frac{1}{\frac{1}{\mathrm{RT}}-\frac{1}{R1}-\frac{1}{R2}-\frac{1}{R3}-\frac{1}{R4}}$

一旦再次清楚地任何给定示例具有三个电阻器和两个SPDT（单极双掷）开关，这是由于R1/R2之一和R3/R4之一总是无穷大的。而且，一旦再次注意到：R5被构造为保持电容器上RT的恒定负载。

当然，构思是：在能够虚拟地实现韦弗结构滤波器的出发点上，开发该简单DSM。我们总是处于该出发点，已经示出：滤波器如何可以在整个电路中包括单个电阻器、以及如何可以利用至输出电路的简单电阻器网络选择两个系数。惊奇地，图21的电路添加了使系数值反转的能力，图21的电路在一定程度上比上一个电路简单。

该电路现在仅需要示出三个电阻器，现在通过这些公式来确定电阻器的值：

${R1}_i=\frac{1}{\left|X_i\right|}$ ${R2}_i=\frac{1}{\left|Y_i\right|}$ ${R3}_i=\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{RT}}_i}-\frac{1}{{R1}_i}-\frac{1}{{R2}_i}}$

我们现在合并用于R1和R2的值的可行的最大值。假设：Rmax是电阻器使用的所期望的最大值，我们具有：

${R1}_i=\min (\frac{1}{\left|X_i\right|},R_{\max })$ ${R2}_i=\min (\frac{1}{\left|Y_i\right|},R_{\max })$ ${R3}_i=\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{RT}}_i}-\frac{1}{{R1}_i}-\frac{1}{{R2}_i}}$

注意，已经从电阻器选择中移除了符号，并且代之将符号编程到开关中。具体地，假设任何给定实例中的R1是从正值X导出的，则开关S1连接在较下位置以便驱动A2和‘Outb’。相反，如果R1从负值导出，则S1连接到较上位置以便驱动A1和‘Out’。

该最后设计现在具有足够的灵活性以实现韦弗结构方法。回忆到，需要四个相位的输出，对应于系数中正弦波形、接下来为余弦波形、接下来为负正弦波形、并且最终为负余弦波形的乘法。实际上，系数不必是正弦和余弦的，只要它们是正弦形的并且相移90°。该电路因此工作于四个相位，并且图22是在时间P0、P1、P2和P3时电阻器值和开关状态的完整表。

注意，DSM被在32个元素上编程了五个周期，初始相位已经被设置为非零值以便避免在系数值中出现零。该表被如下地解释：例如，在实例9中，R1的值为30.1k，R2的值为16.02k，R3的值为229.405k。存在四个相位的韦弗时钟，例如，如果期望输出中频为44Mhz，则相位P0-P3以176Mhz以相等的步阶依序超前。在P0期间，元素9中的开关S 1连接到地。在P1期间，其连接到较下位置（至A2）以进行正输出。在P2期间，其再次连接到地。最终，在P3期间，其连接到较上位置（至A1）以进行负输出。类似地，在实例9中，开关S2在P0中连接到较上位置，在P1和P3期间连接到地，在P2期间连接到较下位置。

通过使用滤波器和虚拟韦弗，我们已经在非常简单的电路中得到了无镜像的下变换。还注意，在信号路径中没有有源器件，仅仅FET器件操作为开关。因此，在信号路径中没有1/F噪声，并且所示的电路可以操作于零IF。也就是说，使用表中的示例，即如果DSM样本在1Ghz处超前，其将以1/32=31.25Mhz完成一个周期，并且由于五个周期被编程到系数中，则DSM的明显的本地振荡器为156.25Mhz。这意味着，如果输入位于156.25Mhz，DSM将形成DC信号。在传统实现方式中，由于在信号路径中出现有源器件，则该DC信号将包含显著的1/F噪声。在该示例中不包含噪声。再次如在该示例中，如果虚拟韦弗的时钟为176Mhz，则对于156.25Mhz的输入，形成44Mhz的输出。韦弗的第一正交乘法器和第二正交乘法器之间的等效中频信号处于零频，这是本发明所避免的。这具有显著优势：首先，DSM的内在sin(x)/x滤波以该信号为中心；其次，韦弗的镜像抑制仅仅被用于分离信号的假定的单边带特性的正频率和负频率注；第三，作为期望信号的另一半的“镜像”仅仅出于相同幅值：没有招致由于极其不同的期望信号幅值和不期望信号幅值而引起的镜像抑制的损失。

在US专利第7,028,070号中公开的通用类型的数字采样混频器（DSM）的每个采样保持内使用滤波器，消除了在传统的且已知技术的韦弗镜像抑制电路中对于滤波器的需要。一旦消除了对于滤波器的需要，在DSM能够以至少两组可选择系数操作的情况下，时间多路复用的虚拟韦弗结构是可能的，其中，韦弗的两臂一个接一个地实现在4倍于对应的韦弗第二中频的速率处。优选实施例示出了两种构思，所述两种构思一起操作为简单的电阻器和开关网络并且因此适合于等效的零IF虚拟韦弗配置。

将理解，这里公开的混频器的正交匹配对的模拟实现方式可以在其它应用中是有用的。

本领域技术人员还将理解，已经以某种细节表示并描述了各种实施例，但是在不偏离本发明原理的情况下可以实现各种修改，具体地实现等效的电路特性的使用等效的电路元件或器件。

注SSB单边带常用于现代的无线电系统中，并且因此位于在等效的本地振荡器上所接收的信号的中心，作出零IF，仍要求虚拟韦弗提供正信号和负信号分离。

Claims (17)

1.一种采样混频器，包括：

处理元件的并联阵列，每个元件包括用于采样输入信号的采样电路，所述阵列被配置为使得每个处理元件以轮叫的方式连续处理输入信号的相应样本；

所述阵列还包括滤波器部件；以及

一组乘法器电路，每个乘法器电路将所述处理元件中相应处理元件的输出相乘，并且该组提供求和的输出。

2.如权利要求1所述的采样混频器，其中，所述滤波器部件包括在每个采样电路和相应的乘法器电路之间插入的滤波器。

3.如权利要求1所述的采样混频器，其中，所述滤波器部件包括由每个采样电路的输入共享的电阻。

4.一种射频信号处理器，包括：第一对正交混频器，该第一对的每个元件对所述信号的相同样本进行操作；第二对正交混频器，其对所述第一正交混频器中的相应正交混频器的输出进行操作，其中：

所述第一对正交混频器包括：

被配置为使得以轮叫的方式操作以采样所述信号的采样电路的并联阵列；

对每个采样电路的输出进行操作的第一和第二乘法器；

多个所述第一乘法器，具有被选择来模拟本地振荡器的同相输出的缩放因子；以及多个所述第二乘法器，具有被选择来模拟本地振荡器的正交输出的缩放因子。

5.如权利要求4所述的处理器，其中，所述第一对正交混频器包括滤波器部件。

6.如权利要求5所述的处理器，其中，所述滤波器部件包括在每个采样电路和相应的第一和第二乘法器的公用输入之间的一系列滤波器。

7.如权利要求5所述的处理器，其中，所述滤波器部件包括由每个采样电路的输入所共享的电阻。

8.如权利要求4、5、6或7所述的处理器，其中，所述乘法器中的一个乘法器的所述缩放因子模拟正弦波形，所述乘法器中的另一乘法器的缩放因子模拟相位相差90度的所述正弦波形。

9.一种实现混频器的模拟正交匹配对的电路，包括：

处理元件的并联阵列，每个元件包括用于采样输入信号的采样电路，所述阵列被配置为使得每个处理元件以轮叫的方式连续处理输入信号的相应样本；

两组乘法器电路，每个乘法器电路将所述处理元件中相应处理元件的输出乘以缩放因子，并且每组提供求和的输出；

其中，所述两组乘法器电路中的第一组乘法器电路的连续乘法器电路具有与正弦波形的傅立叶级数近似中的系数相对应的缩放因子，以及所述两组乘法器电路中的第二组乘法器电路的连续乘法器电路具有与相位相差90度的所述正弦波形的傅立叶级数近似中的系数相对应的缩放因子。

10.如权利要求9所述的电路，其中，所述阵列包括滤波器部件。

11.如权利要求10所述的电路，其中，所述滤波器部件包括在每个采样电路和相应的乘法器电路之间插入的滤波器。

12.如权利要求10所述的电路，其中，所述滤波器部件包括由每个采样电路的输入共享的电阻。

13.使用如权利要求9、10、11或12所述的电路来实现韦弗结构滤波器中的第一对混频器。

14.一种滤波射频信号以抑制镜像频率的方法，包括：

获得所述信号的连续样本系列；

滤波每个样本以产生滤波后的样本；

连续地将每个滤波后的样本乘以：

与正弦波形的傅立叶级数近似中的系数相对应的第一多个相应缩放因子；以及

与表示所述正弦波形的正交的所述系数相对应的第二多个缩放因子；以及

将所述乘法的输出相加。

15.一种处理射频输入信号以实现镜像抑制的电路，包括：

切换部件，用于在四组乘法器缩放因子之间进行选择，

所述四组乘法器缩放因子分别对应于正弦信号的傅立叶级数近似的系数、所述正弦信号的反转、所述正弦信号的余弦、以及所述余弦的反转，所述四组乘法器缩放因子中的每组缩放因子被应用于所述输入信号的样本以便产生相乘输出；以及

求和电路，用于依序将每组的输出相加。

16.一种处理射频输入信号以实现镜像抑制的电路，包括：

处理元件的并联阵列，包括用于得到所述信号的多个样本的采样电路；

用于提供每个处理元件的顺序处理的部件；

用于对所述采样电路的输出进行滤波的部件；

每个处理部件包括：

输入开关；

与所述输入开关相关联的电容；

两个电阻器，每个电阻器可选择性地切换到第一虚拟地放大器、第二虚拟地放大器或地；

所述处理元件的输出被定义为所述第一虚拟放大器的输出和所述第二虚拟放大器的输出之间的差；以及

用于将所述处理元件的输出相加的电路。

17.如权利要求16所述的电路，其中，所述用于滤波的部件包括由所述处理元件的输入共享的电阻。

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