CN102780435B - 干式电动双离合自动变速器作动电机的驱动装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种干式电动双离合自动变速器作动电机的驱动装置，包括主驱动电路、逻辑控制电路、电流检测电路、保护电路、控制器，所述的逻辑控制电路与主驱动电路的输入端连接，所述的控制器的输出端分别与逻辑控制电路、主驱动电路的输入端连接，所述的电流检测电路的输入端与主驱动电路的输出端连接，所述的电流检测电路的输出端与控制器连接，所述的保护电路接在电流检测电路的输出端与主驱动电路的输入端之间。与现有技术相比，本发明具有降低了成本、提高了产品性能、适用范围广、控制方便等优点。

Description

干式电动双离合自动变速器作动电机的驱动装置

技术领域

本发明涉及一种变速器作动电机的驱动装置，尤其是涉及一种干式电动双离合自动变速器作动电机的驱动装置。

背景技术

目前在常规轿车上，12V低压直流电机得到广泛应用，而直流电机驱动一般采用H桥驱动，通过PWM实现调速。一般采用分立的MOSFET或者IGBT组成H桥电路，当N沟道MOSFET用作高压侧开关被驱动饱和导通时，则对栅极驱动有一定的要求，要求栅极电压应高于漏极电压10～15V，而栅极电位是随源极电位浮动而浮动的，即所谓的功率管高端驱动问题，目前主要解决方法有浮动栅极驱动电源法，脉冲变压器法，充电泵法，自举法和载波驱动法。为了适应小型直流电机的需求，各半导体厂商推出了直流电机专用集成电路，但大多数集成H桥的芯片带负载能力比较有限。例如飞思卡尔的H桥芯片MC33899，通过内部的充电泵实现高端MOSFET的驱动，但最大驱动电流只有3A。而一般离合器作动电机的功率在120W～200W之间，且电压一般采用汽车上的12电池电压，因此驱动电流较大，一般的集成式的H桥电路无法满足要求；同时采用分立的功率元件组成H桥，需要单独设计电流采集电路，电路复杂且占用较大的PCB空间，对于对集成度要求较高的TCU是不太适用。

目前直流电机的伺服控制技术比较成熟，但由于干式双离合器执行机构的伺服控制系统存在强非线性，主要体现在膜片弹簧的非线性和直流电机本身的非线性，使得离合器执行电机的伺服控制精度难以保证。国内学者对采用无刷直流电机的离合器执行机构，设计了三阶变结构控制器，并分析了变结构控制器对系统参数扰动的鲁棒性，取得了很好的仿真效果。但是这些控制器的控制输入量包含分离轴承位置传感器信号的三阶微分以及电机的负载转矩项，工程实现困难。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种降低了成本、提高了产品性能、适用范围广、控制方便的干式电动双离合自动变速器作动电机的驱动装置。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种干式电动双离合自动变速器作动电机的驱动装置，其特征在于，包括主驱动电路、逻辑控制电路、电流检测电路、保护电路、控制器，所述的逻辑控制电路与主驱动电路的输入端连接，所述的控制器的输出端分别与逻辑控制电路、主驱动电路的输入端连接，所述的电流检测电路的输入端与主驱动电路的输出端连接，所述的的电流检测电路的输出端与控制器连接，所述的保护电路接在电流检测电路的输出端与主驱动电路的输入端之间。

所述的主驱动电路包括两个半桥驱动芯片组成，该半桥驱动芯片包括P沟道的MOSFET和一个N沟道的MOSFET。

所述的逻辑控制电路包括非门逻辑模块、第一与门逻辑模块、第二与门逻辑模块，所述的控制器的方向控制信号输出端分别与非门逻辑模块的输入端、第二与门逻辑模块的输入端连接，所述的控制器的调速控制信号输出端分别与第一与门逻辑模块的输入端、第二与门逻辑模块的输入端连接，所述的非门逻辑模块的输出端与第一与门逻辑模块的输入端连接，所述的第一与门逻辑模块的输出端、第二与门逻辑模块的输出端分别与主驱动电路的输入端连接。

所述的电流检测电路包括运算放大器、电阻R7、电阻R8、电容C5、电阻R9、电阻R10、12V电源、5V电源、二极管D2、电阻R11，所述的运算放大器的正极输入端IN+通过电阻R8与主驱动电路的电流自检测引脚IS连接，所述的运算放大器的负极输入端IN-通过电阻R9与12V电源连接，所述的运算放大器的负极输入端IN-通过电阻R10接地，所述的运算放大器的正极与5V电源连接，所述的运算放大器的负极通过电阻R7与主驱动电路的电流自检测引脚IS连接，所述的运算放大器的负极接地，所述的电容5一端接在电阻R8与运算放大器的正极输入端IN+之间，另一端接地，所述的运算放大器的输出端分别与二极管D2的正极、控制器连接，所述的二极管D2的负极与保护电路连接，所述的电阻电阻R11一端接在二极管D2的负极，另一端接地；

利用主驱动电路的电流采样功能在IS引脚与地之间接入采样电阻R7，采集采样电阻的电压，经电流检测电路处理后，输入到控制器的A/D模块计算电机的电流，同时通过比较器输出故障信号。

所述的保护电路包括三极管、控制开关，所述的三极管包括基极、发射极、集电极，其基极接在电流检测电路的输出端，其发射极接地，其集电极通过控制开关与主驱动电路的输入端连接。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

1)降低了成本、提高了产品性能，通过配置逻辑控制电路，既满足了系统的需求，同时使得P沟道MOSFET工作在开关状态，保证了其性能的稳定性，同时大大节约了PCB空间，且带有过温、过压、过流、短路、堵转检测及保护功能；

2)适用范围广、控制方便，特别适合于电机数量较多的全电动双离合自动变速器和AMT(Automated Manual Transmission，简称AMT)变速器驱动；而变结构控制器各个控制参数物理意义十分明确，因此不需要进行大量的调试，就可以找到较优的控制参数。

附图说明

图1为本发明的结构框图；

图2为本发明的电机空载启动电流及端电压变化曲线图；

图3为本发明的电机带载启动-正常工作-堵转瞬态电流、电压曲线图；

图4为本发明的电机堵转诊断流程图；

图5为本发明的主驱动电路与逻辑控制电路的电路图；

图6为本发明的主驱动电路的内部功率电路图；

图7为本发明的电流检测电路的电路图；

图8为本发明的多个电机同时控制的电路图；

图9为直流电机等效电路图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。

实施例

本发明针对干式DCT离合器作动电机特点，基于BTS7960/BTN7960半桥驱动芯片设计了一种汽车用低电压大电流的驱动电路。该芯片内部集成了一个P沟道的高端MOSFET和一个N沟道的低端MOSFET，避免了充电泵的电磁干扰，提高了EMC(Electro Magnetic Compatibility，简称EMC)水平。本发明基于该芯片特点设计了逻辑控制电路和电流检测及保护电路。本发明在以直流电机作为动力源的离合器执行机构上进行了应用，即基于所建立的执行机构动力学模型，设计了变结构伺服控制器。针对执行机构的强非线性，设计了两阶变结构伺服控制器。该控制器的控制输入量只包含离合器行程传感器信号的一阶微分，具有很强的工程应用价值，且控制器对系统参数的摄动和外在阻力转矩的非线性变化有较强的鲁棒性。

如图1所示，本发明包括主驱动电路1、逻辑控制电路2、电流检测电路3、保护电路4、控制器5，所述的逻辑控制电路2与主驱动电路1的输入端连接，所述的控制器5的输出端分别与逻辑控制电路2、主驱动电路1的输入端连接，所述的电流检测电路3的输入端与主驱动电路1的输出端连接，所述的的电流检测电路3的输出端与控制器5连接，所述的保护电路4接在电流检测电路3的输出端与主驱动电路1的输入端之间。

图2、3为离合器作动电机的关键参数的测试结果，电机驱动的功能应该是能保证电机正常启动，保证电机在最大负载下能正常工作，同时当电机出现故障时，能正确的控制电机保护装置动作，保护电机不会被损坏。由于电机启动时会产生很大的电流，由图可知该电流与电机堵转电流相同，因此仅通过电机的电流值不能准确地判断电机是否出现故障。电机启动大电流作用时间较短，因此大电流作用的时间的长短是区分电机启动与堵转的唯一因素。程序设计时，通过判断电机电流是否超过预设值及大电流作用的时间来区分启动和堵转。如果检测到电机的大电流，同时该电流的作用时间超过了启动时间，就可以认为电机出现了故障，需要进行故障处理。从图2中可以看出，空载最大启动电流高达27.5A，空载平均电流约为3A，从图3中可以看出，带载启动电流和堵转电流约为27A，离合器正常工作时电流在20A左右，启动时间约为100ms。

图4为电机堵转诊断流程，如果电机出现了堵转故障，电机绕组中的电流很大，如果不及时采取相应的措施进行故障处理，则电机很可能出现烧毁的情况。因此当电机堵转时必须进行相应故障处理，如将电机驱动器的使能端置为低电平0，驱动电路关闭上下两个桥臂，电机制动停转。另外，电机的延时长短必须设置合理，如果设置不合理，太短则不能正常启动，太长则不能有效的保护电机，而该时间的长短需要进行大量的实验以确定合理的数值。附图3的结果显示电机启动时间为100ms，因此电机出现大电流到保护信号的输出时间必须长于该时间，以保证电机能正常启动，同时该时间不能太长，否则会烧毁电机。通过大量试验，将该堵转延时时间t设为500ms比较合适。

如图5所示，所述的逻辑控制电路包括非门逻辑模块、第一与门逻辑模块、第二与门逻辑模块，所述的控制器的方向控制信号输出端分别与非门逻辑模块的输入端、第二与门逻辑模块的输入端连接，所述的控制器的调速控制信号输出端分别与第一与门逻辑模块的输入端、第二与门逻辑模块的输入端连接，所述的非门逻辑模块的输出端与第一与门逻辑模块的输入端连接，所述的第一与门逻辑模块的输出端、第二与门逻辑模块的输出端分别与主驱动电路的输入端连接。

为了节约控制器的PWM资源，本发明提出前端逻辑电路思想，即控制器输出的调速控制信号PWM和方向控制信号DIR，经非门逻辑模块74LS04和与门逻辑模块74LS08运算后，再输入到两个BTS7960B的IN引脚。方向控制信号为DIR，调速控制信号为PWM，二者通过与运算后得到PWM1，DIR经非门逻辑模块74LS04反向后再与PWM信号进行与运算得到PWM2，PWM1、PWM2与控制信号DIR和PWM的逻辑关系为：

PWM1＝DIR·PWM

$\mathrm{PWM}2=\stackrel{\‾}{\mathrm{DIR}}\·\mathrm{PWM}$

当DIR为1，PWM为占空比α的PWM信号时，PWM1为占空比α的PWM信号，PWM2为逻辑电平0；当DIR为0，PWM为占空比α的PWM信号时，PWM1为逻辑电平0，而PWM2为占空比α的PWM信号，真值表如表1所示。

表1

DIR	PWM	PWM1	PWM2
				1	PWM	PWM	0
0	PWM	0	PWM

如图7所示，所述的电流检测电路包括运算放大器、电阻R7、电阻R8、电容C5、电阻R9、电阻R10、12V电源、5V电源、二极管D2、电阻R11，所述的运算放大器的正极输入端IN+通过电阻R8与主驱动电路的电流自检测引脚IS连接，所述的运算放大器的负极输入端IN-通过电阻R9与12V电源连接，所述的运算放大器的负极输入端IN-通过电阻R10接地，所述的运算放大器的正极与5V电源连接，所述的运算放大器的负极通过电阻R7与主驱动电路的电流自检测引脚IS连接，所述的运算放大器的负极接地，所述的电容5一端接在电阻R8与运算放大器的正极输入端IN+之间，另一端接地，所述的运算放大器的输出端分别与二极管D2的正极、控制器连接，所述的二极管D2的负极与保护电路连接，所述的电阻电阻R11一端接在二极管D2的负极，另一端接地；

电机的保护电路设计是非常重要的部分，如果电机保护不当则可能损坏电机或驱动芯片。电机保护是否启动以电机电枢中的电流大小为依据，当电机电枢电流大于设定的保护值并持续较长时间时，则启动电机保护。本发明采用的电机专用驱动芯片BTS7960B将电流检测功能集成到了芯片内部，芯片的6脚(IS)输出与电机负载电流成正比例关系的电流信号I_IS，BTS7960B通过搭建简单的外围电路即可实现对电机运行电流的实时检测，并在电机出现堵转等故障时及时输出电机保护信号。

BTS7960B的6脚为电流自检测脚，正常情况下，内部电流源和该引脚直接相连，流过电阻R_IS的电流I_IS与负载电流I_L成比例关系，即：k_ILIS＝I_L/I_IS。故障情况下，状态标志脚IS与限流的电流源相连，且该电流源的大小与负载电流无关，根据相关文献电流大小I_IS＝4.5mA，此时因此附图4中的故障检测信号IN_DIAG_1为高电平1，故障真值表如表2所示。

表2

电源电压为12V时，测试K_ILIS＝8500，因此只要测试R_IS的电位即可计算出负载电流I_L。即：

$I_L=K_{\mathrm{ILIS}}\·V_{R_{\mathrm{IS}}}/R_{\mathrm{IS}}---\left(1\right)$

运算放大器LM258工作在开环状态，由于运放开环电压放大倍数很高，即使输入端有一个非常微小的差值信号，也会使输出电压饱和，因此，LM258被用作电压比较器，工作在饱和区。LM258的反向输入端接参考电压U_是由12V电源经两电阻分压后得到的一固定电压值V_B。电机正常运行时，电机电枢电流I_L较小，因此BTS7960B的电流自检测引脚(IS脚)输出电流I_IS较小，使运放的同向输入端电压小于反向输入端电压，即U₊＜U_-，LM258输出低电平0，电机故障保护中断PE0为低，不会进入保护中断。当电机出现堵转时，电机电枢电流I_L急剧增加，BTS7960B的6脚输出电流I_IS随之增加，运放的同向输入端电压U₊也随之增加，当其高于反向输入端电压，即U₊＞U_-时，LM258输出高电平，外部中断PE0为高电平1，从而进入电机故障保护中断程序。在故障中断保护程序中进行相应的故障处理，并判断出现故障的原因。

电流检测电路部分具体参数设计如下：

论文所选用电机额定功率为140W，额定电压为12V，因此可得额定电流为：

I₀＝P₀/U_o＝140/12＝11.67A        (2)

试验测得电机堵转电流为27A，为了能够反映电机的负载状态并保证系统的实时性，电机临界堵转电流取为25A。即当电流I_L＜25A时，认为电机正常运行，当I_L≥25A时，且维持一定的时间认为电机出现严重过载、堵转等故障，从而使保护外部中断PE0输入高电平，进入电机保护中断。当电机发生故障中断保护时，6脚输出电流：

I_IS＝I_L/K_ILIS＝25/8.5＝2.94mA    (3)

取P_IS＝1K，精度为1％，可计算出P_IS对地的电位B点参考电压取为2.8V，可取R10＝10K，R9＝33K，B点电位：

$V_B=\frac{12}{R_{10}+R_9}\×R_{10}=2.79V---\left(4\right)$

此时R₇上消耗的功率为：

$P_{R_{\mathrm{IS}}}=U_{R_{\mathrm{IS}}}\·I_{\mathrm{IS}}=2.94\×2.79=8.2\mathrm{mW}---\left(5\right)$

图8为多个电机驱动及过载保护总控制电路图，BTS7960B的电流自检测引脚(6脚)输出信号经RC低通滤波电路后变成平滑的电压信号输入到控制器的A/D口，控制器经过A/D变换即可知道当前电机电枢中电流大小，并判断是否需要进行过载保护。电流采集信号AN08_Clutch1，AN9_Clutch2，AN10_Shiff13，AN11_Shift24，AN12_Shiff5R分别对应离合器1、离合器2、1-3挡电机、2-4挡电机和5-R挡电机，用于检测这5个电机的运行电流，以确定是否需对电机进行过载保护。

对于堵转保护，为了快速准确的检测故障电机，并有效利用控制器有限的外部中断资源，将5个电机驱动芯片的电流检测引脚(6脚)输出的信号LM258比较输出后，通过二极管组成的或门电路，送控制器的外部中断(PE0)引脚。当四个电机中任一个电机出现堵转故障，都会引起控制器中断。控制器进入中断处理程序后，通过检测IN_DIAG_1～5的电平确定出现故障的电机，并进行相应故障处理，如关闭故障电机的上下桥臂。

为了在调试阶段保护电机，论文设计了硬件保护电路，通过跳线选择是否接入硬件保护电路。附图8中，通过选取电容和电阻的值可以设定堵转保护的时间常数，通过试验确定为500ms延时保护。由于驱动芯片BTS7960B的制动信号低电平有效，因此通过NPN三极管实现将堵转后的故障信号反相后产生低电平制动信号，关闭上下桥臂，保护电机。硬件保护信号产生时，即使MCU输出的启停信号(例如PC0_Clutch1_INH)为高电平，也可通过限流电阻将其拉低成低电平输入驱动芯片INH脚，因此有效地保证了电机调试的安全。

附图8所示电路具有以下功能：

1)制动功能

当INH脚输入为低电平时，关断上、下桥臂的MOSFET，电机立即产生制动。

2)调速和方向控制

通过IN脚可实现PWM调速或方向控制，图5中，当方向控制端DIR输入为高电平1，调速端PWM输入一定占空比α的PWM信号，由逻辑电路可知，U1-2为一定占空比α的PWM信号，U2-2为低电平0，图6中，Q1、Q3为U1的内部MOSFET，Q2、Q4为U2的内部MOSFET，Q4处于持续导通状态，Q2处于持续关断状态，而Q1、Q3处于轮流间断导通状态。当输入PWM信号处于高电平状态时，Q1、Q4导通，电机电流方向A→B；当输入PWM信号处于低电平状态时，Q3、Q4导通，由于电机的感应电动势存在，电流方向Q3→A→B→Q4，改变PWM的占空比可以调节电机的端电压，PWM占空比越大，电机端电压越大，电枢电流越大，转速越大。同理当方向控制端DIR为低电平时，U2-2为占空比α的PWM信号，U1-2为低电平0，此时Q2、Q4轮流间断导通，Q1持续关断，Q3持续导通，电机电流方向为：B→A，实现换向功能。

3)保护功能

a过压锁止功能：当电源电压大于过压保护电压V_OV(0FF)，电路自动关断低端MOSFET，开通高端MOSFET，但电源电压降低并经过一个迟滞电压V_OV(HY)降低到V_OV(0N)将恢复到正常状态。

b低压关断功能：为了防止电机在低电源电压条件下不可控，当电源电压低于低压关断电压V_UV(0FF)时，电路将会把高、低端MOSFET同时关断，但当电源电压经过一个迟滞电压后上升到V_OV(0N)时，电路将恢复正常状态。

c过温保护功能，BTS7960B是通过内部集成的温度传感器实现，过温将导致输出全部关断。当INH脚被一个不小于t_reset的低脉冲触发，并且节点温度至少降低AT后，该状态才会消除，即进入正常状态。

d短路限流功能：当某一MOSFET开关的电流达到限流值I_CLx时，该端开关失效，另一端开关经过t_CLS后有效，失效期间，IN脚的输入将无效，但可以通过INH关断所有开关。经过2倍的t_CLS后，故障信号由IS脚产生。其中，I_CLx取决于负载电流变化率。

离合器执行机构由螺旋传动机构，螺旋助力弹簧，液压传动机构，膜片弹簧及其压盘组成。其中螺旋传动机构采用螺杆旋转、螺母移动的方式，把电机的旋转运动转换成螺母的直线运动，再由螺母推动与其固结的活塞推杆，使工作腔里的液压油增压或减压，从而使得分离轴承推动或松开膜片弹簧的分离指，实现离合器压盘的接合或分离。

附图9为电机等效电路，根据基尔霍夫定律定理，建立电机模型

e_d＝C_e·n        (6)

$u_d=i_d\·R_a+L_d\·\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}+e_d---\left(7\right)$

$T_m-T_L-d\·w=J\stackrel{\·}{w}---\left(8\right)$

T_e＝C_m·i_d       (9)

其中：C_m＝60/2π·C_e

u_d——电动机的电枢电压，V；

i_d——电动机电枢回路电流，A；

n——电动机转速，r/min；

w——电动机转速，rad/s；

R_a——电枢绕组内置，Ω；

L_d——电动机电感，H；

e_d——电动机电枢反电动势，V；

T_e——电动机的转矩，N·m；

T_L——电动机转子等效负载扭矩，N·m；

d——电动机转子阻尼系数；

C_e——电机电动势常数，N·m/A；

C_m——电机力矩常数，V·min/r。

根据离合器执行机构工作原理，有

$\stackrel{\·}{x}=k\·w---\left(10\right)$

其中：w＝n·2π/60

k＝l/(2π·i)，l为螺杆螺纹升程，单位m；

x——离合器分离行程，单位m；

i——齿轮减速机构的减速比。

变结构控制策略基于离合器执行机构的降阶动力学模型，通过设计适当的滑模面和趋进率，可以实现对目标位置的精确跟踪。由于变结构控制器各个控制参数物理意义十分明确，因此不需要进行大量的调试，就可以找到较优的控制参数。变结构控制所依赖的控制数学模型如下(方便工程实现，已降低控制器的阶数，即忽略直流电机电感)：

$u_d=R_d/C_m(T_L+d\·\stackrel{\·}{x}/K+J_{\mathrm{eq}}\stackrel{\·\·}{x}/K)+60C_e\stackrel{\·}{x}/\left(2\mathrm{\πK}\right)---\left(11\right)$

其中J_eq——电动机转子等效惯量，kg·m²。

令x₁＝x，则(10)式化为

${\stackrel{\·}{x}}_2=(-A_1{x}_2+u-f)/A_2---\left(12\right)$

其中A₁＝R·d/(C_m·K)+60C_e/(2πK)

A₂＝R·J_eq/(C_m·K)

f＝R·T_L /C_m

设[x_1d x_2d]^T为跟踪目标，其中

引入跟踪误差e₁＝x₁-x_1d，e₂＝x₂-x_2d，带入(10)式得到：

$\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{e}}_1\\ {\stackrel{\·}{e}}_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& 1\\ 0& -A_1/A_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_1\\ e_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ 1/A_2\end{array}\right]u+\left[\begin{array}{c}0\\ f_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ f_3\end{array}\right]---\left(13\right)$

其中是系统可测干扰部分，f₃＝-f/A₂为不可测干扰部分。

设计滑动模态：

s＝c₁e₁+c₂e₂，其中-c₁/c₂为滑动模态极点的负实部，且c₁＞0，c₂＞0。

选择趋近率

其中D＞c₂|f₃|，D＞0，k＞0。

为减小滑动模态的抖振，选择g(s)＝(1-e^-p·s)/(1+e^-p·s)，p＞0，构成近似变结构控制器。计算得到控制输入为：

$u=-\frac{A_2}{c_2}[k_{1}s+D\·g\left(s\right)+e_2(c_1+c_2(-\frac{A_1}{A_2}))+c_2{f}_2]$

由控制输入可见，控制器只包含分离轴承位置传感器信号的一阶微分工程实现方便。

Claims (4)

1.一种干式电动双离合自动变速器作动电机的驱动装置，其特征在于，包括主驱动电路、逻辑控制电路、电流检测电路、保护电路、控制器，所述的逻辑控制电路与主驱动电路的输入端连接，所述的控制器的输出端分别与逻辑控制电路、主驱动电路的输入端连接，所述的电流检测电路的输入端与主驱动电路的输出端连接，所述的的电流检测电路的输出端与控制器连接，所述的保护电路接在电流检测电路的输出端与主驱动电路的输入端之间；

所述的逻辑控制电路包括非门逻辑模块、第一与门逻辑模块、第二与门逻辑模块，所述的控制器的方向控制信号输出端分别与非门逻辑模块的输入端、第二与门逻辑模块的输入端连接，所述的控制器的调速控制信号输出端分别与第一与门逻辑模块的输入端、第二与门逻辑模块的输入端连接，所述的非门逻辑模块的输出端与第一与门逻辑模块的输入端连接，所述的第一与门逻辑模块的输出端、第二与门逻辑模块的输出端分别与主驱动电路的输入端连接。

2.根据权利要求1所述的一种干式电动双离合自动变速器作动电机的驱动装置，其特征在于，所述的主驱动电路包括两个半桥驱动芯片组成，该半桥驱动芯片包括P沟道的MOSFET和一个N沟道的MOSFET。

3.根据权利要求1所述的一种干式电动双离合自动变速器作动电机的驱动装置，其特征在于，所述的电流检测电路包括运算放大器、电阻R7、电阻R8、电容C5、电阻R9、电阻R10、12V电源、5V电源、二极管D2、电阻R11，所述的运算放大器的正极输入端IN+通过电阻R8与主驱动电路的电流自检测引脚IS连接，所述的运算放大器的负极输入端IN-通过电阻R9与12V电源连接，所述的运算放大器的负极输入端IN-通过电阻R10接地，所述的运算放大器的正极与5V电源连接，所述的运算放大器的负极通过电阻R7与主驱动电路的电流自检测引脚IS连接，所述的运算放大器的负极接地，所述的电容C5一端接在电阻R8与运算放大器的正极输入端IN+之间，另一端接地，所述的运算放大器的输出端分别与二极管D2的正极、控制器连接，所述的二极管D2的负极与保护电路连接，所述的电阻R11一端接在二极管D2的负极，另一端接地；

利用主驱动电路的电流采样功能在IS引脚与地之间接入采样电阻R7，采集采样电阻的电压，经电流检测电路处理后，输入到控制器的A/D模块计算电机的电流，同时通过比较器输出故障信号。

4.根据权利要求1所述的一种干式电动双离合自动变速器作动电机的驱动装置，其特征在于，所述的保护电路包括三极管、控制开关，所述的三极管包括基极、发射极、集电极，其基极接在电流检测电路的输出端，其发射极接地，其集电极通过控制开关与主驱动电路的输入端连接。