CN102762019A

CN102762019A - 一种hid电子镇流电路、电子镇流器及高压气体放电灯

Info

Publication number: CN102762019A
Application number: CN2011101089786A
Authority: CN
Inventors: 谢立山; 陈裕嘉; 袁青辉; 杨红敏
Original assignee: GELINLAI ELECTRONIC TECHNOLOGY Co Ltd SHENZHEN
Current assignee: Guangdong Greenlight Photoelectric Tech Co Ltd
Priority date: 2011-04-28
Filing date: 2011-04-28
Publication date: 2012-10-31
Anticipated expiration: 2031-04-28
Also published as: US20140001957A1; WO2012145972A1; US9072151B2; CN102762019B

Abstract

本发明适用于电子技术领域，提供了一种HID镇流电路、电子镇流器及高压气体放电灯，所述HID镇流电路包括触发电路，还包括：功率半桥自激振荡电路，用于在所述触发电路输出的原始单次脉冲激发时，利用内部功率场效应管的米勒电容Cdg对角电容Cgs赋能实现自激振荡，输出自激振荡信号；滤波回路，用于对所述自激振荡信号进行阻抗匹配，实现从低阻抗电压源到高阻抗恒流源的变换。本发明实施例利用功率场效应管内部固有的相位关系，通过功率半桥自激振荡电路产生振荡信号，通过滤波回路对该振荡信号进行阻抗匹配、触发HID灯，避免频闪对人眼造成的损害且可以通过电磁兼容测试。

Description

一种HID电子镇流电路、电子镇流器及高压气体放电灯

技术领域

本发明属于电子技术领域，尤其涉及一种HID电子镇流电路、电子镇流器及高压气体放电灯。

背景技术

随着社会对环保照明需求的增加，高压气体放电(High Intensity Discharge，HID)灯作为目前国际上广泛使用的新一代高效光源，以其节能、高亮等优点大量取代卤素灯和高压汞灯，而镇流器作为HID灯中最为重要的配件部分决定了HID灯的质量。

HID镇流器分为HID电子式镇流器和HID电感式镇流器，其中HID电子式镇流器以其功率恒定、电网污染小、电能利用率高以及电光转换效率高等优势大量取代HID电感式镇流器。

图1示出了现有的三阶变换式HID电子镇流器的示例电路，其中包括整流滤波电路11、升压电路12、降压电路13、全桥驱动电路14。

整流滤波电路11的输入端与交流电源电压连接，整流滤波电路11的输出端与升压电路12的输入端连接，升压电路12的控制端与芯片16连接，升压电路12的输出端与降压电路13的输入端连接，降压电路13的控制端与单片机及辅助电路17的输出控制端P1连接，降压电路13的输出端与全桥驱动电路14的输入端连接，全桥驱动电路14的第一控制端与单片机及辅助电路17的输出控制端P2连接，全桥驱动电路14的第二控制端与单片机及辅助电路17的输出控制端P3连接，全桥驱动电路14的第三控制端与单片机及辅助电路17的输出控制端P4连接，全桥驱动电路14的第四控制端与单片机及辅助电路17的输出控制端P5连接，控制端全桥驱动电路14的输出端与负载HID灯连接。

整流滤波电路11包括：整流桥111和电容C1，该整流桥111的输入端为整流滤波电路11的输入端，整流桥111的输出端通过电容C1接地，该整流桥111与电容C1的输出端为整流滤波电路11的输出端。

升压电路12包括：电感L1、二极管D1和开关管Q1，电感L1的一端为升压电路12的输入端，电感L1的另一端与二极管D1的阳极连接，二极管D2的阴极为升压电路12的输出端，开关管Q1的漏极与二极管的阳极连接，开关管Q1的源级接地，开关管Q1的栅极为升压电路12的控制端。

降压电路13包括：电容C2、开关管Q2和二极管D2，电容C2的正极为降压电路13的输入端，电容C2的负极接地，开关管Q2的漏极与电容C2的正极连接，开关管Q2的源级与二极管D2的阴极连接，二极管D2的阳极接地，开关管Q2与二极管D2的连接端为降压电路13的输出端，开关管Q2的控制端为降压电路13的控制端。

全桥驱动电路14包括：电感L2、电感L3、电容C3、电容C4、开关管Q3、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q6，电感L2的一端为全桥驱动电路14的输入端，电感L2的另一端通过电容C3接地，电感L2与电容C3的连接端与开关管Q3的漏极连接，开关管Q3的栅极为全桥驱动电路14的第一控制端，开关管Q3的源极与开关管Q4的漏极连接，开关管Q4的栅极为全桥驱动电路14的第二控制端，开关管Q4的源极接地，开关管Q5的漏极与开关管Q3的漏极连接，开关管Q5的栅极为全桥驱动电路14的第三控制端，开关管Q5的源极与开关管Q6的漏极连接，开关管Q6的栅极为全桥驱动电路14的第四控制端，开关管Q6的源极接地，开关管Q3与开关管Q4的连接端与电感L3的一端连接，电感L3的另一端为全桥驱动电路14的输出端，开关管Q5与开关管Q6的连接端通过电容C4接地。

该镇流器采用低频脉冲激发方式点灯，该镇流电路的三阶变换包括：

升压变换，交流电经过整流桥111整流和电容C1滤波后，由芯片15对其进行APFC功率因数补偿以消减无功功率，同时，电源通过与储能的电感L1串联升高电压，并经过二极管D1和电容C2的整流滤波，将电压上升为稳定的400V直流电压，此时，升压电路12完成升压变换；

BUCK降压变换，400V直流电压经过电容C2放电，并通过单片机及辅助电路17控制的开关管Q2使电压降至80-120V左右的全桥工作电压，实现恒功率运行，二极管D2用于钳位，此时，降压电路13完成加压变换；

DC-AC变换，在单片机及辅助电路17的控制下，由电感L2、电容C3、开关管Q3、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q6、电感L3以及电容C4组成的全桥驱动电路14将直流80-120V左右的全桥工作电压转换为低于400Hz的低频方波脉冲，通常其工作频率为120-180Hz之间。

据实验统计表明，工作频率在10KHz至150KHz之间发生‘声共振’的概率很高，频率高于250KHz‘声共振’的概率才会越来越小，该三阶变换式HID电子镇流器可以有效地解决声共振和恒功率运行问题，但由于需要经过三阶变换，每一次变换都会降低一次效率，而且其工作频率与工频相同数量级，频闪问题依然存在，方波脉冲形式供电，还会产生大量的高次谐波，导致EMC(Electro Magnetic Compatibility，电磁兼容)测试较难通过。

发明内容

本发明的目的在于提供一种HID电子镇流电路，旨在提高光效，解决现有电子镇流电路的频闪以及较难通过电磁兼容测试的问题。

本发明是这样实现的，一种HID电子镇流电路，包括触发电路，所述镇流电路还包括：

功率半桥自激振荡电路，所述功率半桥自激振荡电路的输入端与所述触发电路的输出端连接，用于在所述触发电路输出的原始单次脉冲激发时，利用内部功率场效应管的米勒电容C_dg对角电容C_gs赋能实现自激振荡，输出自激振荡信号；

滤波回路，所述滤波回路的输入端与所述功率半桥自激振荡电路的输出端连接，所述滤波回路的输出端与负载HID管连接，用于对所述自激振荡信号进行阻抗匹配，实现从低阻抗电压源到高阻抗恒流源的变换。

本发明的另一目的在于提供一种采用上述HID电子镇流电路的电子镇流器。

本发明的另一目的在于提供一种包括上述HID电子镇流器的高压气体放电灯。

在本发明实施例中，利用功率场效应管内部固有的相位关系自反馈产生远离HID灯的“声共振”频率范围的振荡信号，有效避免了频闪现象，提高了光效率，在提高电路功率的基础上确保功率场效应管低温、稳定地工作，并且通过滤波回路对该振荡信号进行阻抗匹配，在达到恒功率供电的同时将频带展宽、降低Q值，使EMC测试更容易通过，提高了功率输出电路的稳定性和可靠性，另外滤波回路还可以取代驱动电路对HID灯进行触发，简化了电路结构，降低了制作成本。

附图说明

图1为现有的三阶变换式HID电子镇流器的示例电路图；

图2为本发明一实施例提供的HID电子镇流电路结构图；

图3为本发明一实施例提供的HID电子镇流电路的示例电路图；

图4为本发明一实施例提供的功率场效应管及其等效电路图；

图5为本发明一实施例提供的HID电子镇流电路的拓补电路；

图6为本发明一实施例提供的HID电子镇流电路的频展和降Q示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明实施例利用功率场效应管内部固有的相位关系，通过功率半桥自激振荡电路产生振荡信号，通过滤波回路对该振荡信号进行阻抗匹配、触发HID灯，避免频闪对人眼造成的损害且可以通过电磁兼容测试。

图2示出本发明一实施例提供的HID电子镇流电路的结构，为了便于说明，仅示出了与本发明相关的部分。

该HID电子镇流电路可以应用于各种HID电子镇流器以及高压气体放电灯中。

作为本发明一实施例提供的HID电子镇流电路，包括触发电路21，该HID电子镇流电路还包括：

功率半桥自激振荡电路22，该功率半桥自激振荡电路22的输入端与触发电路21的输出端连接，用于在触发电路21输出的原始单次脉冲激发时，利用内部功率场效应管的米勒电容C_dg对角电容C_gs赋能实现自激振荡，输出自激振荡信号；

滤波回路23，该滤波回路23的输入端与功率半桥自激振荡电路22的输出端连接，该滤波回路23的输出端与负载HID管24连接，用于对所述自激振荡信号进行阻抗匹配，实现从低阻抗电压源到高阻抗恒流源的变换。

以下结合具体实施例对本发明的实现进行详细说明。

图3示出本发明一实施例提供的HID电子镇流电路的示例电路，为了便于说明，仅示出了与本发明相关的部分。

作为本发明一实施例提供的HID电子镇流电路，包括触发电路31、功率半桥自激振荡电路32和滤波回路33。

功率半桥自激振荡电路32包括：

变压器T1、上臂MOS管Q7以及下臂MOS管Q8；

变压器T1初级绕组N1的同名端为功率半桥自激振荡电路32的输入端与触发电路31连接，变压器T1初级绕组N1的异名端接地，变压器T1第一次级绕组N2的同名端与上臂MOS管Q7的控制端连接，上臂MOS管Q7的输入端连接电源电压，上臂MOS管Q7的输出端为功率半桥自激振荡电路32的输出端与变压器T1第一次级绕组N2的异名端连接，变压器T1第二次级绕组N3的异名端与下臂MOS管Q8的控制端连接，下臂MOS管Q8的输入端与上臂MOS管Q7的输出端连接，下臂MOS管Q8的输出端与变压器T1第二次级绕组N3的同名端同时接地。

作为本发明一实施例，上臂MOS管Q7和下臂MOS管Q8可以为N型MOS管。

滤波回路33包括：

电容C5、电容C6以及电感L4、电感L5；

电容C5的一端为滤波回路33的输入端，电容C5的另一端与电感L4的一端连接，电感L4的另一端与电容C6的一端连接，电容C6的另一端接地，电感L4与电容C6的公共端与电感L5的一端连接，电感L5的另一端为滤波回路33的输出端与HID连接。

在本发明实施例中，当触发电路31输出原始单次脉冲信号时，变压器T1被激发，变压器T1的初级绕组N1快速放电，于是在变压器T1的第一次级绕组N2和第二次级绕组N3上分别感应出两个幅度大小相同，相位完全相反的正弦波感应电压，使与初级绕组N1同相位的上臂MOS管Q7饱和导通，下臂MOS管Q8截止，于是，上臂MOS管Q7的漏极与源极之间的电压增量dv/dt迅速下降，而电流增量di/dt却迅速递增，迅变电流流过电感L4和电容C6到地，完成一次“拉”动作。

半个周期之后上臂MOS管Q7进入截止状态，相位为负，下臂MOS管Q8导通，迅变电流流过电感L4和电容C6，通过导通的下臂MOS管Q8对地回路迅速放电，完成一次“灌”动作。

在本发明实施例中，当上臂MOS管Q7导通时，下臂MOS管Q8截止；当下臂MOS管Q8导通时，上臂MOS管Q7截止。

重复上述周期，从上臂MOS管Q7、下臂MOS管Q8中点即功率半桥自激振荡电路32的输出端输出方波信号，其幅度为Vcc-2I*Ron，其中，Vcc为电源电压，I为迅变电流，Ron为导通电阻，经过电容C5、电感L4及电容C6选频回路滤波和Q倍升压，形成高压正弦波信号。C5为隔直电容，电感L4、电容C6构成串联谐振；其后，当HID管被点燃之后，HID的阻抗大大降低，电感L5与电容C6又构成一个有负载消耗的并联谐振回路，对HID灯而言，等效于从一个低阻抗电压源转变成一个高阻抗电流源，从而实现了限流和恒功率供电。

滤波回路33还可作为启动单元快速启动HID灯，由于HID灯是容性负载，两个电极之间的静态电容只有数皮法左右，因此当灯管未被点燃之前，其阻抗非常大，当功率强信号到达负载两端，而灯管尚未启动时，由于自感应原理，在HID灯电极两端会产生很高的自感电压，该高压足以将灯点燃，而无需再另行设计专用的触发启动电路。HID灯一旦被点燃，阻抗立即降至很低，进入正常工作状态之后，两端电压降至工作电压，大约在90-180V之间。

图4示出本发明一实施例提供的功率场效应管及其等效电路，为了便于说明，仅示出了与本发明相关的部分。

在本发明实施例中，利用“米勒”电容作为功率场效应管被原始脉冲冲激而触发导通之后的后续赋能，使振荡频率得以形成和维持。

其中，Rg为功率场效应管的栅极等效电阻，静态时其阻值可高达10¹³Ω，可视为无穷大，一旦建立电场，到达场效应管栅极G的导通门监电压时，阻值降为很小，Ron为导通电阻，Rch为沟道电阻，导通时可视为零，关断时视为无穷大，可看作是一个电闸开关。Cgs为场效应管栅极G与源极S之间的角电容，Cdg为漏极D与栅极G之间的角电容(即“米勒电容”)，Cds为漏极D与源极S之间的角电容，称为输出电容，Cs为电源两端的退耦电容，为交流提供通路，Vd为功率场效应管自身的体二极管，功率场效应管的连接关系作为公知常识在此不再赘述。

在本发明实施例中，参考图3，当功率半桥自激振荡电路32中上臂MOS管Q7或下臂MOS管Q8受到单次的脉冲式原始冲激而导通时，漏极D上的电压V立即按dv/dt的速度降落，与此同时，电流i却以di/dt的速度迅速递增。迅变电流与电压梯度的关系为：i＝Cdv/dt。di/dt为MOS管漏、源极之间雪崩电流对时间的增量，该递增电流通过功率场效应管自身的“米勒”电容Cdg对栅极角电容Cgs进行充电，它与原始的单次脉冲有着确定的同相位，从而给栅源极角电容Cgs赋能，维持激励线圈次级回路与栅源极角电容Cgs本征频率的振荡，并使MOSFET管的漏极D与源极S进一步导通。由于功率半桥自激振荡电路32中的上臂MOS管Q7、下臂MOS管Q8输入回路的相位完全相反，上半周期，下臂MOS管Q8栅极G相位为负，下臂MOS管Q8截止状态，下半周期，上臂MOS管Q7栅极G相位为负，上臂MOS管Q7截止，而下臂MOS管Q8的相位由负变为正，于是下臂MOS管Q8的D极与S极导通，完成一次‘拉’、‘灌’过程，形成功率输出，并且周而复始地维持下去。

在本发明实施例中，HID镇流电路的工作频率主要由变压器T1的第一次级绕组N2、上臂MOS管Q7的输入结电容Ciss、外接补偿电容Cs或变压器T1的第二次级绕组N3、下臂MOS管Q8的输入结电容Ciss、外接补偿电容Cs决定。

由于上臂MOS管Q7、下臂MOS管Q8均为T/2时间的正触发，且分布电容C*很小，则工作频率可近似为：

设变压器T1的次级绕组LN2/LN3＝40μH，采用FQPF10N30C管，从器件手册中查出其输入结电容Ciss＝2200Pf，取频率微调电容(即补偿电容)Cs＝220Pf，代入上式，可得：f＝268KHz，与实测结果：f＝261KHz数值十分相近。

另外设变压器T1的次级绕组LN2/LN3＝12μH，仍采用FQPF10N30C管，Ciss+Cs＝2400Pf，代入上式，可得f＝469KHz，与实测结果：f＝452KHz的数值也十分接近。

由于LC构成的串联或并联谐振回路的谐振频率为

而在本发明实施例中，N型MOS管为正触发，在一个周期内上、下臂MOS管各有一次导通，叠加之后即为两次，因此，振荡频率为：

即当工作频率相同时，若L不变，电容C的数值要比传统电路小4倍，这就使MOSFET管导通时的交换损耗大大降低。

本发明实施例通过“米勒”电容的后续赋能产生振荡频率的原理推导出公式

且利用普通的功率场效应管，将工作频率提高到650KHz-750KHz之间，该频段处于“声共振”概率窗口之外，使得“声共振”和频闪问题同时解决，其电功率可高至250W以上，管子的结温仍然很低，提高了电路的可靠性。

图5示出本发明一实施例提供的HID电子镇流电路的拓补电路，为了便于说明，仅示出了与本发明相关的部分。

作为本发明一实施例提供的HID电子镇流电路，触发电路51包括：电阻R1、电阻R2、电容C7、二极管D3及双向触发二极管VD1；

电阻R1的一端连接电源电压Vcc，电阻R1的另一端连接二极管D3的阳极，二极管D3的阴极与滤波回路53的输入端连接，电阻R2的一端与二极管D3的阳极连接，电阻R2的另一端通过电容C7接地，电阻R2与电容C7的连接端与双向触发二极管VD1的一端连接，双向触发二极管VD1的另一端为触发电路51的输出端。

功率半桥自激振荡电路52包括：

变压器T1、电容C8、电容C9、稳压二极管Z1、稳压二极管Z2、稳压二极管Z3、稳压二极管Z4、上臂MOS管Q7以及下臂MOS管Q8；

变压器T1初级绕组N1的同名端为功率半桥自激振荡电路52的输入端与触发电路51连接，变压器T1初级绕组N1的异名端接地，变压器T1的第一次级绕组N2与电容C8并联，稳压二极管Z1和稳压二极管Z2阴极相对串联后与电容C8并联，稳压二极管Z1的阳极同时与变压器T1的第一次级绕组N2的同名端和上臂MOS管Q7的控制端连接，稳压二极管Z2的阳极同时与变压器T1的第一次级绕组N2的异名端和上臂MOS管Q7的输出端连接，上臂MOS管Q7的输入端连接电源电压，上臂MOS管Q7的输出端为功率半桥自激振荡电路52的输出端，变压器T1的第二次级绕组N3与电容C9并联，稳压二极管Z3和稳压二极管Z4阴极相对串联后与电容C9并联，稳压二极管Z3的阳极同时与变压器T1的第二次级绕组N3的异名端与下臂MOS管Q8的控制端连接，稳压二极管Z4的阳极同时与变压器T1的第二次级绕组N3的同名端和下臂MOS管Q8的输出端接地，下臂MOS管Q8的输入端与上臂MOS管Q7的输出端连接，变压器T1的第二次级绕组N3的异名端为功率半桥自激振荡电路52的异常控制端。

作为本发明一实施例，上臂MOS管Q7和下臂MOS管Q8可以为N型MOS管，电源电压可以采用400V直流电压。

滤波回路53包括：

变压器T3、电容C10、电容C11、电容C12、电容C13、电容C14及电感L6；

电容C14的一端为滤波回路53的输入端与功率半桥自激振荡电路52的输出端连接，电容C14的另一端与变压器T3初级绕组N7的一端连接，变压器T3初级绕组N7的另一端同时与电感L6的一端、电容C12的一端连接，电感L6的另一端为滤波回路53的输出端，与负载HID灯管54连接，电容C12的另一端通过电容C13接地，电容C12与电容C13的连接端与电容C10的一端连接，电容C10的另一端通过电容C11与触发电路51的输出端连接，变压器T3次级绕组N8的一端为滤波回路53的感应电源端，变压器T3次级绕组N8的另一端接地。

作为本发明一实施例，HID电子镇流电路还包括异常保护电路55，该异常保护电路55的输入端与滤波回路53的感应电源端连接，该异常保护电路的控制端与功率半桥自激振荡电路52的异常控制端连接，用于在HID镇流电路发生异常时，强制切断功率半桥自激振荡电路52工作，使HID镇流电路进入保护状态。

该异常保护电路55包括：电容C15、电容C16、电阻R3、电阻R4、电阻R5、二极管D4、二极管D5、钳位二极管D6、开关管Q11及双向触发二极管VD2；

二极管D4的阳极为异常保护电路55的控制端，二极管D4的阴极与开关管Q11的输入端连接，开关管Q11的输出端接地，开关管Q11的控制端通过电容C15接地，电阻R3与电容C15并联，双向触发二极管VD2的一端与开关管Q11的控制端连接，双向触发二极管VD2的另一端通过电容C16接地，电阻R4与电容C16并联，双向触发二极管VD2的另一端还与电阻R5的一端连接，电阻R5的另一端与二极管D5的阴极连接，二极管D5的阳极为异常保护电路55的输入端，钳位二极管D6与电阻R4并联，钳位二极管D6的阴极连接于双向触发二极管VD2与电阻R5的连接端，钳位二极管D6的阳极接地。

在本发明实施例中，220V交流电经过整流、滤波和有源功率因数补偿后变成恒压的400V直流电源电压，为主电路供电，并通过触发电路51中的第一电阻R1、第二电阻R2对电容C7进行充电，当电容C7上的电压上升到双向触发二极管VD1的门限电压时，双向触发二极管VD1组块雪崩，原始冲激电流以脉冲方式通过变压器T1，该变压器T1的初级绕组N1快速放电，于是在变压器T1的第一次级绕组N2和第二次级绕组N3上分别感应出两个幅度大小相同，相位完全相反的正弦波感应电压，使与变压器T1初级绕组N1同相位的上臂MOS管Q7饱和导通，下臂MOS管Q8截止，于是，上臂MOS管Q7的漏极与源极之间的电压增量dv/dt迅速下降，而电流增量di/dt却迅速递增，迅变电流流过隔直电容C14、变压器T3的初级绕组N7和与之串联的电容C12、电容C13到地，完成一次“拉”动作。

半个周期之后上臂MOS管Q7进入截止状态，相位为负，下臂MOS管Q8导通，迅变电流流过隔直电容C14、变压器T3的初级绕组N7和与之串联的电容C12、电容C13通过导通的下臂MOS管Q8对地回路迅速放电，完成一次“灌”动作。

在本发明实施例中，当MONSEFT管的角电容Cgs较大时，增加电容C10和电容C11可以加快对上臂MOS管Q7和下臂MOS管Q8的充电速度，电容C10和电容C11的取值很小。

在本发明实施例中，当上臂MOS管Q7导通后或下臂MOS管Q8导通后，由于触发电路51中电容C7上的电压通过第二电阻R2和二极管D3对地放电，使电容C7两端的电压保持在200V左右，低于双向触发二极管VD1的触发电压240V，不会造成重触发。

重复上述周期，从上臂MOS管Q7、下臂MOS管Q8中点输出方波信号，其幅度为Vcc-2I*Ron，其中，Vcc为电源电压，I为迅变电流，Ron为导通电阻，经过变压器T3的初级绕组N7和与之串联的电容C12、电容C13选频回路滤波和Q倍升压，形成高压正弦波信号，变压器T3的初级绕组N7与电容C12、电容C13构成串联谐振；其后，当HID管被点燃之后，HID的阻抗大大降低，电感L6与电容C12、C13又构成一个有负载消耗的并联谐振回路，对HID灯而言，等效于从一个低阻抗电压源转变成一个高阻抗电流源，从而实现了限流和恒功率供电，并提高了转换效率。

滤波回路53还可作为启动单元快速启动HID灯，由于HID灯是容性负载，两个电极之间的静态电容只有数皮法左右，因此当灯管未被点燃之前，其阻抗非常大，当功率强信号到达负载两端，而灯管尚未启动时，由于自感应原理，在HID灯电极两端会产生很高的自感电压，该高压足以将灯点燃，而无需再另行设计专用的触发启动电路。HID灯一旦被点燃，阻抗立即降至很低，进入正常工作状态之后，两端电压降至工作电压，大约在90-180V之间，电感L6可以起到限流作用。增加串联的电容C10和电容C11，可在普通场效应管电流大、开关速度慢的情况下，给外部加入很小的电压正反馈，以提高开关速度，并且可以使异常保护电路55达到微秒级甚至纳秒级的响应速度，以便在HID灯的启动时间延迟时，使保护电路快速启动，保护上臂MOS管Q7、下臂MOS管Q8不被损坏。

作为本发明一实施例，参考图5和图6，可将变压器T3的初级绕组N7与电容C12、电容C13构成串联谐振，其谐振频率稍低于HID电子镇流电路的本征频率。当HID点燃后，其阻抗大大降低，电感L6又与电容C12、电容C13构成有功率消耗的并联谐振，其谐振频率稍高于电路的本征频率。将二者的固有频率稍为错开，是为了将频带展宽，使EMC测试更容易通过，同时将Q值降低。谐振回路的Q值为：

其中f为工作频率，L为电感量，r为铜阻，该Q值若太高，对电路的稳定性和可靠性不利，因此将频带展宽，降低了谐振回路的高Q频响，相对地降低了电路潜在的风险，提高了功率输出电路的稳定性和可靠性，半桥功率场效应管的结温也大大降低，并且通过将串联谐振滤波回路的低阻抗电压源，转变成并联谐振滤波回路的高阻抗电流源，达到恒功率供电。

异常保护电路55在HID灯没有被启动或启动延迟时，变压器T3的次级绕组N8两端会感应出很高的高频电压，通过二极管D5的整流和电容C16的滤波，在电容C16两端形成直流电压，钳位二极管D6用于对该电压进行钳位，当该直流电压高于双向触发二极管VD2的雪崩门槛时，双向触发二极管VD2导通，开关管Q11导通，下臂MOS管Q8的控制端通过二极管D4、开关管Q11对地有导通电流通过，下臂MOS管Q8被强制截止，使上臂MOS管Q7、下臂MOS管Q8不被损坏。该异常保护电路55的响应速度很快，并在电路异常撤销时，可维持适当的时间，以确保电路恢复正常状态后重新开始工作。

采用同一只HID灯进行光通量测试，测出本发明实施例提供的HID电子镇流电路的光效率可达到99.9lm/w，比传统HID电子镇流电路的光效率提高了6.2lm/w。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种HID镇流电路，包括触发电路，其特征在于，所述镇流电路还包括：

2.如权利要求1所述的HID镇流电路，其特征在于，所述功率半桥自激振荡电路包括：

变压器T1、上臂MOS管Q7以及下臂MOS管Q8；

所述变压器T1初级绕组N1的同名端为所述功率半桥自激振荡电路的输入端与所述触发电路连接，所述变压器T1初级绕组N1的异名端接地，所述变压器T1第一次级绕组N2的同名端与所述上臂MOS管Q7的控制端连接，所述上臂MOS管Q7的输入端连接电源电压，所述上臂MOS管Q7的输出端为所述功率半桥自激振荡电路的输出端与所述变压器T1第一次级绕组N2的异名端连接，所述变压器T1第二次级绕组N3的异名端与所述下臂MOS管Q8的控制端连接，所述下臂MOS管Q8的输入端与所述上臂MOS管Q7的输出端连接，所述下臂MOS管Q8的输出端与所述变压器T1第二次级绕组N3的同名端同时接地。

3.如权利要求2所述的HID电子镇流电路，其特征在于，所述上臂MOS管Q7和所述下臂MOS管Q8为N型MOS管。

4.如权利要求2所述的HID镇流电路，其特征在于，所述功率半桥自激振荡电路还包括：

电容C8、电容C9、稳压二极管Z1、稳压二极管Z2、稳压二极管Z3和稳压二极管Z4；

所述变压器T1的第一次级绕组N2与所述电容C8并联，所述稳压二极管Z1和所述稳压二极管Z2阴极相对串联后与所述电容C8并联，所述稳压二极管Z1的阳极与所述变压器T1的第一次级绕组N2的同名端连接，所述稳压二极管Z2的阳极与所述变压器T1的第一次级绕组N2的异名端连接；

所述变压器T1的第二次级绕组N3与所述电容C9并联，所述稳压二极管Z3和所述稳压二极管Z4阴极相对串联后与所述电容C9并联，所述稳压二极管Z3的阳极与所述变压器T1的第二次级绕组N3的异名端连接，所述稳压二极管Z4的阳极接地。

5.如权利要求1所述的镇流电路，其特征在于，所述滤波回路包括：

电容C5、电容C6以及电感L4、电感L5；

所述电容C5的一端为所述滤波回路的输入端，所述电容C5的另一端与所述电感L4的一端连接，所述电感L4的另一端与所述电容C6的一端连接，所述电容C6的另一端接地，所述电感L4与所述电容C6的公共端与所述电感L5的一端连接，所述电感L5的另一端为所述滤波回路的输出端。

6.如权利要求1所述的镇流电路，其特征在于，所述滤波回路包括：

所述电容C14的一端为所述滤波回路的输入端与所述功率半桥自激振荡电路的输出端连接，所述电容C14的另一端与所述变压器T3初级绕组N7的一端连接，所述变压器T3初级绕组N7的另一端同时与所述电感L6的一端、所述电容C12的一端连接，所述电感L6的另一端为所述滤波回路的输出端，所述电容C12的另一端通过所述电容C13接地，所述电容C12与所述电容C13的连接端与所述电容C10的一端连接，所述电容C10的另一端通过所述电容C11与触发电路的输出端连接，所述变压器T3次级绕组N8的一端为所述滤波回路的感应电源端，所述变压器T3次级绕组N8的另一端接地。

7.如权利要求1所述的镇流电路，其特征在于，所述镇流电路还包括异常保护电路，所述异常保护电路的输入端与所述滤波回路的感应电源端连接，所述异常保护电路的控制端与所述功率半桥自激振荡电路的异常控制端连接，用于在所述镇流电路发生异常时，强制切断所述功率半桥自激振荡电路工作，使所述镇流电路进入保护状态。

8.如权利要求7所述的镇流电路，其特征在于，所述异常保护电路包括：

电容C15、电容C16、电阻R3、电阻R4、电阻R5、二极管D4、二极管D5、钳位二极管D6、开关管Q11及双向触发二极管VD2；

所述二极管D4的阳极为所述异常保护电路的控制端，所述二极管D4的阴极与所述开关管Q11的输入端连接，所述开关管Q11的输出端接地，所述开关管Q11的控制端通过所述电容C15接地，所述电阻R3与所述电容C15并联，所述双向触发二极管VD2的一端与所述开关管Q11的控制端连接，所述双向触发二极管VD2的另一端通过电容C16接地，所述电阻R4与所述电容C16并联，所述双向触发二极管VD2的另一端还与所述电阻R5的一端连接，所述电阻R5的另一端与所述二极管D5的阴极连接，所述二极管D5的阳极为所述异常保护电路的输入端，所述钳位二极管D6与所述电阻R4并联，所述钳位二极管D6的阴极连接于所述双向触发二极管VD2与所述电阻R5的连接端，所述钳位二极管D6的阳极接地。

9.一种电子镇流器，其特征在于，所述镇流器采用权利要求1至8任一项所述的镇流电路。

10.一种高压气体放电灯，其特征在于，所述高压气体放电灯包括权利要求9所述的镇流器。