CN102752560B - 基于像素电荷补偿技术的超宽动态范围图像传感器 - Google Patents
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Abstract
本发明属于半导体图像感测技术领域，涉及一种基于像素电荷补偿技术的超宽动态范围图像传感器，由光电转换模块1、控制和读出光电转换模块1数据的上读出处理模块21与下读出处理模块22、行解码模块3和偏置信号模块4组成。像素元件中在主光电二极管旁集成了电荷补偿用元件，使得在强光条件下能够通过向主光电二极管积分电容补偿电荷，从而避免像素输出饱和，器件在弱光条件下对光强呈现线性相应，而在强光条件下自动转为对光强对数的线性响应，从而获得极宽的动态范围；像素电路输出电压摆幅大，不需要集成列放大器电路，可以直接输入模数转换器，简化了装置设计流程，节省芯片面积；感光动态范围极宽，理论值高达200dB。
Description
技术领域
本发明属于半导体图像感测技术领域，具体涉及一种基于像素电荷补偿技术的超宽动态范围图像传感器。
背景技术
随着现代信息技术的发展，图像获取和处理技术也得到了相应的提高，图像传感器作为图像处理的基本设备，正日益广泛地应用于各个领域。
以半导体技术和工艺为基础的电子图像传感器主要包括电荷耦合器件（CCD）和CMOS图像传感器（CIS）两种。其中CIS由于采用标准CMOS工艺，易于与电路进行集成制造，具有低功耗、低成本等一系列优点，近年来获得了越来越广泛的应用，尤其在专业摄像等领域开始占据主导地位。
动态范围（DR）是CIS的一项重要指标，用于标定图像传感器所能处理的光强范围，该范围用分贝（dB）做单位。提高动态范围一方面需要降低CIS的最小可探测光强，即提高弱光下像素信噪比。另一方面需提高像素的最大可探测光强，其主要受像素积分电容大小（即阱容量）影响。
传统CIS像素电路使用光电探测器势阱容量有限，当光强增大到一定程度，最大输出信号出现饱和；而当光强较弱时，光电探测器产生的光生电流过小而容易被环境噪声所湮灭。所以，一般CIS的动态范围较低，尚达不到自然界光强的范围。特别CMOS图像传感器读出电路噪声大，更限制了其动态范围的提高。目前典型的CIS动态范围在70dB左右，远小于自然界的光强范围，更无法满足某些如高能物理实验等特殊环境的需求，因此，研制高动态范围的CIS成为迫切需求。
典型CIS工作在线性模式，即积分模式，其基本原理是每个像素都有一个独立的积分电容（Cph），在积分时间内（Tint）通过光电二极管（DP）放电，因此每个像素的输出信号与所受光强呈反比。该技术已经十分成熟，在低光照条件下性能良好，具有较低的噪声和良好的线性度。但由于此种结构的Cph是由DP的结电容和跟随器的MOS栅电容所组成，其容量受限，导致在强光条件下极易饱和。
而为了提高CMOS图像传感器动态范围，目前常用以下几种技术：（1）提高势阱容量，即增大积分电容Cph。主要通过增加DP周边的寄生电容或其他栅电容结构等方式实现，但此种方式会降低像素的填充比，降低弱光下的响应特性。（2）多次采样技术，即通过多次曝光对同一场景进行采样，此种方式需要较为复杂的外部读取和存储电路，且不适合高速摄影场景。（3）多探测器像素，即在一个像素单元中集成两个光电二极管，一个用于弱光条件，一个用于强光条件，但其电路结构复杂，且没有从根本上解决势阱容量问题，增加DR的能力有限。（4）局部曝光技术，即独立控制每一个像素的曝光时间，即使亮区像素积分时间短，暗区像素积分时间长。但是这种技术要在像素中增加大量晶体管，填充因子较低，也需要复杂的后处理电路来重组图像。（5）对数响应技术。对数模式CIS工作在连续方式，像素中DP连接一个栅漏极短接的MOS管做负载。当MOS管工作在亚阈值区域时具有近似对数电流电压关系，使得输入信号与光强的对数成正比，从而扩展DR。但由于亚阈值MOS管性能受工艺影响很大，导致CIS固定模式噪声（FPN）很大；同时，这种偏置模式弱光下响应特性不好，且响应速度慢，带来图像拖影、失真等；并且功耗也较高。（6）线性对数复合模式，这种技术结合了线性模式和对数模式的优点，可以在低中等光强条件下得到信噪比较高的图像，同时在强光条件下能保持较高的动态范围。该方法的缺点是需要非常复杂的电路来进行线性和对数模式的判别和转换。
此外还有其他较为复杂的方式来提高动态范围，但目前为止还没有一种理想的方法出现。
发明内容
本发明的目的是提供一种基于像素电荷补偿技术的超宽动态范围图像传感器，和标准商业CMOS工艺完全兼容。目的在于在像素单元结构内，通过进行电荷补偿的方式，增强强光下的性能。而与此同时，保持弱光下的图像传感器的低噪声性能，从而获得超宽的动态范围。
如图1所示，本发明所述的图像传感器由光电转换模块1、控制和读出光电转换模块1数据的上读出处理模块21与下读出处理模块22、行解码模块3和偏置信号模块4组成。各模块在图像传感器外部输入的一组控制信号C（控制信号C来自外部主机）的控制下工作；控制信号C中包括控制上读出处理模块21读取和输出的一组控制信号C1，控制下读出处理模块22读取和输出的一组控制信号C2，控制行解码模块3进行行选解码的一组控制信号C3，以及传感器工作时钟（一般为106Hz至109Hz），上述信号均为数字信号。下读出处理模块21与上读出处理模块22分别读出光电转换模块1的像素阵列中奇数列信号S1和偶数列信号S2。
光电转换模块1由一个M×N阵列的像素单元组成（M、N均为正偶数），每一个像素单元包括一个电荷补偿型光电二级管和其驱动电路，在外部光信号的作用下，电荷补偿型光电二级管产生随光强变化的像素信号；行解码模块3以固定时间间隔（一般为10-6s至10-3s）给出一系列行选择控制信号RC，RC中包括复位信号Reset、行选择信号RSEL、转移电荷信号TX、全局曝光信号GS等，RC信号均为数字脉冲信号，脉冲长度约为10-7s至10-3s，用于控制光电转换模块1中的像素阵列，依次将光电转换模块1输出的每行独立的像素信号S1、S2通过全并行的方式输出给上读出处理模块21和下读出处理模块22；上读出处理模块21和下读出处理模块22在结构上完全相同，各含有半列数（M/2）的全并行处理单元。如图2所示，上（下）读出处理模块21（22）由相关双采样电路和模数转换器（ADC）模块211、输出缓存模块212以及进行列解码处理的模块213组成。由光电转换模块1输出的并行信号S1首先进入模块211，在控制信号C1的控制下，通过相关双采样技术滤除噪声，而后经模块211中的模数转换器（ADC）进行模数转换后输出并行数字信号DS；由于采用的电荷补偿型光电二极管其输出摆幅的仿真结果大于1V，在读出电路中无需放大器，采用将光电转换模块1输出的并行信号S1（或S2）直接与ADC连接的方式设计。并行数字信号DS输入模块212进行缓存，模块213在C1的控制下给出内部控制信号CC，在CC的控制下模块212中缓存的数据按位依次输出，转换为串行编码得到最终的输出D1（D2）。D1、D2信号作为原始图像信号输出，对其进行处理的电路结构不属于本发明讨论范围。此处采用的相关双采样电路可直接采用类似美国专利US2009/0256735A1中给出的结构，其电路结构亦不属于本发明讨论范围。
在整个传感器工作过程中，偏置信号模块4为光电转换模块1、上读出处理模块21和下读出处理模块22提供所需的各种偏置电压和电流（主要包括Vdd、VCOMP以及模块21和22中各放大器工作所需的偏置信号）。偏置信号模块4可以采用传统的带隙基准电路等结构提供理想的偏置电压和偏置电流信号B1、B21、B22分别供光线转换模块1、上读出处理模块21、下读出处理模块22使用。其具体结构不属于本发明范畴，只作为传感器工作必须的模块存在（该处基准电路可直接采用WillySansen在《模拟集成电路设计精粹》中p325和p331所示结构）。
图3（a）给出了传统光电二极管DP的剖面结构示意图及等效器件。其基本结构是在P型衬底301（P-sub）材料上通过扩散或注入工艺生长一个N阱302（N-well），形成PN结，构成光电二极管DP并辅以重掺杂的N区303（N+）用于连接电位。当在光电二极管DP上加上反向偏压时，反向光电流的大小与光强有关。
图3（b）给出了本发明中所设计的电荷补偿型光电二极管的剖面结构示意图及等效器件。其特征在于：在P型衬底301（P-sub）材料（如经掺杂后的Si等Ⅳ族半导体材料或者Ⅲ-Ⅴ族化合物，电导率一般为15～25Ω·cm，掺杂材料一般为Ⅲ族元素受主杂质，如硼等，掺杂浓度范围5×1014/cm3～1×1016/cm3）上通过扩散或注入工艺生长一个N阱302（N-well）（浓度范围5×1016/cm3～5×1017/cm3，掺杂材料可使用Ⅴ族元素作施主杂质，如磷），在N阱302（N-well）中通过扩散或注入工艺生长重掺杂的N区（N+）303（重掺杂的浓度范围5×1018/cm3～1×1020/cm3，掺杂材料可使用Ⅴ族元素施主杂质，如磷）用于连接电位，P型衬底301与N阱302分别作为P极和N极构成光电二极管DP；再在N阱302（N-well）中重掺杂的N区（N+）303以外的区域，通过扩散或注入工艺生长一个重掺杂的P区304（P+）（重掺杂的浓度范围5×1018/cm3～1×1020/cm3，掺杂材料可使用Ⅲ族元素受主杂质，如B），重掺杂的P区304（P+）和重掺杂的N区303（N+）分别作为P极和N极形成电荷补偿二极管DC；在重掺杂的P区（P+）接入偏置电压VCOMP，通过偏置电压VCOMP向光电二极管DP进行电荷补偿，从而构成电荷补偿型光电二极管。
在如图3（b）所示的传感器等效架构中，使用积分电容CINT等效光电二极管DP的结电容（当接入驱动电路后还将包括与其直接相连的MOS管的栅电容）。使用该结构，电荷补偿二极管DC会根据积分电容CINT上储存电荷的多少自动调整其偏置的极性。弱光条件下（本发明定义为光功率密度小于10-4W/cm2，下同），使用高电平（一般使用电源电压Vdd）对积分电容CINT进行复位后电荷补偿二极管DC处于反向截止状态。当光强超过一定范围（光功率密度大于10-3W/cm2），随着光电二极管DP光生电流的增大，使得积分电容CINT上电压VP（即电荷补偿二极管DC N端电压）低于VCOMP约0.3V时，电荷补偿二极管DC开始进入正向导通状态，此时，电荷补偿二极管DC将向光电二极管DP补偿电荷，其补偿速度将与光强有关。当补偿电流的大小与光电二级管DP的光生电流相等时，光电二极管DP将不再从积分电容CINT上抽取电荷，VP电压呈现稳定的状态。
图4给出了该电荷补偿型光电二极管在不同工作状态下积分电容上电压VP与积分时间的关系模拟示意图。在t=0之前的时刻，电路处于复位状态。t=0之后电路进入积分工作状态，此种结构在弱光条件下，与传统光电二极管工作方式相同，输出信号的幅值与光强呈线性关系。而在强光条件下，对于传统无补偿光电二极管，由于光电流较大，VP电压将随着积分时间的增加很快降为0，由于在降为0之前没有稳态的存在，无法区分不同光强下的响应，故传统光电二极管在强光下会呈现饱和的状态；而对于本发明中的电荷补偿光电二极管，当VP下降到一定程度后，电荷补偿二极管DC的补偿作用将使VP进入稳定状态，其值将与光强的指数呈线性关系，由于器件未呈现饱和态，VP电压能够反映不同光强的强弱，故该结构的光电二极管显著增强了强光下的性能，获得了超宽的动态范围。
使用此种电荷补偿技术的光电二极管，具体像素驱动电路的实现可以有以下（但不限于）方式：
图5给出了采用标准3管（3T）驱动结构的像素单元结构示意图，其中Vdd为电源电压或其他高偏压，VCOMP为补偿偏压（上述信号来自于偏置信号模块4），Reset信号为像素复位信号，RSEL为行选择控制信号（上述信号来自行解码模块3）。M1、M2及SF均为MOS管，可以采用NMOS，亦可使用PMOS。M1管和M2管作为开关使用，SF管作为源跟随器使用。具体连接方式为：M1、SF管的上端同时与Vdd相连，Reset信号接至M1管的栅极，M1管的下端与SF管的栅极以及电荷补偿型光电二极管的N+极相连，SF管的下端连接M2管的一端，M2管的另一端与并行总线S1（或S2）相连，RSEL信号接至M2管的栅极。VCOMP偏置电压接至补偿二极管的P+区，电荷补偿型光电二极管的P型衬底301接地。工作状态开始时，M1与M2管均处于关断状态。当行选择信号给出时，M2管开启，将SF下端的连接至并行信号总线S1（或S2）上，等待信号电平的到来。当Reset信号给出时，M1管打开，电荷补偿型光电二极管的N+区被连至Vdd，节电容及SF管的栅电容构成的CINT被复位至Vdd。Reset信号停止时，M1管关断，电路进入积分状态，CINT上的电压由Vdd开始下降，其电压的大小与光强有关，而SF管的下端电压将跟随CINT上的电压变化，并输出至信号总线上，读取周期完毕，M2管断开
图5给出了采用标准4管（4T）结构的像素单元结构示意图，4T结构较比3T结构，其是在P型衬底301上通过扩散或注入工艺在靠近原有的N阱区302再生长第二N阱区305及第二重掺杂的N+区306，在两个N阱区302、305之间通过干氧法氧化制备栅氧层，并在栅氧层上淀积多晶硅层，形成TX栅，这样实际构成了第四个MOS管。具体连接方式为：M1、SF管的上端同时与Vdd相连，Reset信号接至M1管的栅极，M1管的下端与SF管的栅极以及TX右侧的N+区306相连，SF管的下端连接M2管的一端，M2管的另一端与并行信号总线S1（或S2）相连，RSEL信号接至M2管的栅极。VCOMP偏置电压接至补偿二极管的P+区，电荷补偿型光电二极管的衬底接地。当行选择信号给出时，M2管开启，将SF下端的电压传输至并行信号总线S1（或S2）上。电路进行复位操作时，M1管和TX栅均打开，将TX栅两侧N区复位至Vdd。TX栅与M1管关断后，电路进入积分状态，CINT上的电压由Vdd开始下降，其存储电荷的多少与光强有关。当需要读出时，TX栅再次打开，将存储在CINT上的电荷转移至TX右侧的N区之中。SF管的下端同样将跟随右侧N区电平的变化，将像素信号传输至并行信号总线S1（或S2）上，读取周期完毕，M2管断开。
4T结构亦可以在电荷补偿型光电二极管的重掺杂N区（N+）上接入一个与M1完全相同的MOS管M3，其上端与Vdd相连，下端连接光电二极管的N+区，其栅极接入全局曝光信号GS，同时作用于所有像素单元，上述附加结构如图6中虚线部分所示。在此种连接方式下，当行选择信号给出时，M2管开启，将SF下端的电压传输至并行信号总线S1（或S2）上。进行复位操作时，M1管和M3管打开，将TX两侧N区复位至Vdd，当GS信号跳变时，M3管关断，CINT上的电压由Vdd开始下降，其存储电荷的多少与光强有关。当需要读出时，M1管关断，TX栅打开，将存储在CINT上的电荷转移至TX右侧的N区之中。SF管的下端同样将跟随右侧N区电平的变化，将像素信号传输至并行信号总线S1（或S2）上，读取周期完毕，M2管断开。
本发明所述的低工作电压宽动态范围图像传感器，具有以下优点：
1、像素元件中在主光电二极管旁集成了电荷补偿用元件，使得在强光条件下能够通过向主光电二极管积分电容补偿电荷，从而避免像素输出饱和，器件在弱光条件下对光强呈现线性相应，而在强光条件下自动转为对光强对数的线性响应，从而获得极宽的动态范围；
2、响应特性的切换由附加二极管根据像素电平自动实现，无需外加电路，响应速度快；
3、像素电路输出电压摆幅大，不需要集成列放大器电路，可以直接输入模数转换器，简化了装置设计流程，节省芯片面积；
4、感光动态范围极宽，理论值高达200dB；
5、结构简单，像素尺寸小。
附图说明
图1：本发明所设计的基于电荷补偿技术的图像传感器的系统架构示意图；
图2：本发明所设计的读出控制模块的架构示意图；
图3(a)：传统光电二极管的剖面示意图与等效电路；
图3(b)：本发明所设计的电荷补偿型光电二极管的剖面示意图与等效电路；
图4：本发明所设计的图像传感器像素在不同输入光强下积分电容节点电压随积分时间变化的示意图；
图5：采用电荷补偿型光电二极管、3T结构的像素单元连接示意图；
图6：采用电荷补偿型光电二极管、4T结构的像素单元连接示意图；
图7：本发明一种320X240像素阵列的连接方式；
图8(a)：本发明所设计的CIS像素在不同光强下的瞬态工作特性；
图8(b)：本发明所设计的CIS像素电压与入射光强的关系。
具体实施方式
实施例1：
本发明所述图像传感器和标准CMOS工艺完全兼容，下面基于0.18μm标准CMOS工艺，结合附图和实施例对一个320×240面阵构成的图像传感器阵列进行详细说明。
装置系统设计
在此具体实施例中，图像传感器在0.18μm标准CMOS工艺下设计。系统架构采用图1所示的结构。所设计的模块1中像素阵列被排列成240行和320列，如图7所示。各像素单元均采用如图4所示的3T结构，其每一列的像素输出S1均接至信号总线Signal Bus上。并在每一列的总线Signal Bus1～SignalBus 320上设置电流源负载IB1～IB320。随光强连续变化，像素阵列产生连续变化的电压信号。此信号由行解码器（图1中模块3）产生行选择控制开关RSEL1～RSEL240控制逐行传输至采用了相关双采样技术的ADC（模块211），由于在器件仿真中获得的像素输出摆幅超过1V，故处理电路无需放大器，像素阵列的模拟输出信号经过相关双采样技术处理后直接逐行输入全并行12bitADC，转化为12bit数字编码后存储在输出缓冲（模块212）中，在列解码器（模块213）的编码控制下，转化为串行编码得到最终的输出。
偏置模块4采用带隙基准电路，产生与温度无关的1.2V基准电压，作为标准电压，其余偏置电压和偏置电流据此通过分压和放大的方式产生。
此装置像素部分采用3.3V电源工作电压，数字部分采用1.8V电源供电以减小功耗。
像素单元设计
在如图7所示具体实施例中，图像传感器像素单元采用如图5中所示的3T结构。其中VCOMP电压设定为1.8V，Vdd电压设定为3.3V，3T结构中所有MOS管采用N管设计。像素积分电容由光电二极管结电容和源跟随器的栅电容构成。
器件设计平面尺寸为5×1μm2，衬底层采用P型Si材料制备，受光窗口（N-well区）大小为3×1μm2，阱深3μm，位于器件中央。入射光采用600nm波长的单色光输入。器件P-sub掺杂浓度1×1016/cm3，N-well掺杂浓度1×1017/cm3，P+重掺杂浓度为1×1019/cm3，N+重掺杂浓度为1×1019/cm3，P型掺杂材料为硼，N型掺杂材料为磷。
工作过程设计
本发明所述的传感器，采取输出数字信号，在外部电路进行图像算法还原的方式工作。开始工作时，偏置部分（模块4）首先启动，给出所需的各项偏置信号，待其输出稳定后，进入曝光等待状态。当外部控制电路输入曝光控制的脉冲信号后，在行解码器的控制下，RSEL1～RSEL240信号依次输入高电平（3.3V）长度为6ms的脉冲，每一行信号RSEL变高后，对应Reset信号给出1ms的高电平脉冲，使各列上的像素复位，Reset信号变低后像素电路进入积分状态，预设积分时间为4ms。
在此过程中，在总线上传输的像素信号首先经相关双采样技术滤除噪声，采样处理后的信号进入模数转换电路转化为数字信号，在输出缓冲中缓存，并转化为串行编码最终输出。
图8(a)与图8(b)给出了像素电荷补偿型CIS的工作特性。其中图8(a)是设计的像素电荷补偿CMOS图像传感器原型结构积分电容的电压与积分时间的变化曲线。光强变化从10-9W/cm2到10W/cm2时，像素输出电压输出摆幅约为1.3V。积分起始时间点为1ms，即前1ms相当于复位，电容被复位到约2.3V，积分时间共4ms。在弱光下，电容上的电荷通过主光电二极管和电荷补偿二极管释放，像素电压随积分时间直线下降，下降斜率与光强成正比；在强光下，主光电二极管光电流相应增大，导致像素电压极快地下降，当积分电容上的电压降至1.5V左右时，反向偏置的电荷补偿二极管翻转成正向偏置，并向积分电容快速补充电荷。如果光强很强且积分时间够长，像素电压随即迅速饱和，不再随积分时间变化，而只与光强有关，且与光强的对数成正比。
图8(b)是5ms时刻像素电压与输入光功率密度的关系，插入图是弱光下（小于10-4W/cm2）的放大。可以看出，在弱光下，即10-9W/cm2到～10-4W/cm2之间，输出电压与光强为很好的线性关系，与通常积分模式的CMOS图像传感器特性相同。在强光下，也就是图的右半部分，即光强从10-3W/cm2到10W/cm2时，输出电压与光强的对数呈线性关系。可以看到，在强光照下（日光条件下光强约仅为10-1W/cm2）输出电压未表现出随光强的饱和现象，且仍有较大余量。
根据该设计实例计算得出的DR范围已达PINmax表示最大输入光强，PINmin表示最低输入光强），且尚有提升的空间，故本设计具有超宽的动态范围。
Claims (7)
1.一种基于像素电荷补偿技术的超宽动态范围图像传感器，其由光电转换模块(1)、控制和读出光电转换模块(1)数据的上读出处理模块(21)与下读出处理模块(22)、行解码模块(3)和偏置信号模块(4)组成，各模块在图像传感器外部输入的一组控制信号C的控制下工作，偏置信号模块(4)为光电转换模块(1)、上读出处理模块(21)和下读出处理模块(22)提供所需的各种偏置电压和电流；其特征在于：
a、光电转换模块(1)由一个M×N阵列的像素单元组成，M、N均为正偶数，每一个像素单元包括一个电荷补偿型光电二极管和其驱动电路，在外部光信号的作用下，电荷补偿型光电二极管产生随光强变化的像素信号；行解码模块(3)以固定时间间隔给出一系列行选择控制信号RC，用于控制光电转换模块(1)中的像素阵列，依次将光电转换模块(1)输出的每行独立的像素信号S1和S2通过全并行的方式输出给上读出处理模块(21)和下读出处理模块(22)；
b、电荷补偿型光电二极管是在P型衬底(301)上通过扩散或注入工艺生长一个N阱(302)，在N阱(302)中通过扩散或注入工艺生长重掺杂的N+区(303)用于连接电位，P型衬底(301)与N阱(302)分别作为P极和N极构成光电二极管DP；再在N阱(302)中重掺杂的N+区(303)以外的区域通过扩散或注入工艺生长一个重掺杂的P+区(304)，重掺杂的P+区(304)和重掺杂的N+区(303)分别作为P极和N极形成电荷补偿二极管DC；在重掺杂的P+区接入由偏置信号模块(4)提供偏置电压VCOMP，通过偏置电压VCOMP向光电二极管DP进行电荷补偿。
2.如权利要求1所述的一种基于像素电荷补偿技术的超宽动态范围图像传感器，其特征在于：P型衬底(301)为经掺杂后的Ⅳ族半导体材料或者Ⅲ-Ⅴ族化合物，电导率为15～25Ω·cm，掺杂材料为Ⅲ族元素，掺杂浓度为5×1014/cm3～1×1016/cm3。
3.如权利要求1所述的一种基于像素电荷补偿技术的超宽动态范围图像传感器，其特征在于：重掺杂的P+区(304)的浓度范围5×1018/cm3～1×1020/cm3，掺杂材料为Ⅲ族元素。
4.如权利要求1所述的一种基于像素电荷补偿技术的超宽动态范围图像传感器，其特征在于：像素单元由一个电荷补偿型光电二极管和一个标准3管驱动电路组成，标准3管驱动电路由3个MOS的M1管、M2管和SF管组成，M1管、SF管的上端同时与Vdd相连，Reset信号接至M1管的栅极，M1管的下端与SF管的栅极以及电荷补偿型光电二极管的N+极相连，SF管的下端连接M2管的一端，M2管的另一端与并行总线S1或S2相连，RSEL信号接至M2管的栅极，VCOMP偏置电压接至补偿二极管的P+区，电荷补偿型光电二极管的P型衬底(301)接地；Vdd为电源电压或其他高偏压，VCOMP为补偿偏压，两个信号来自于偏置信号模块(4)；Reset信号为像素复位信号，RSEL为行选择控制信号，两个信号来自行解码模块(3)。
5.如权利要求1所述的一种基于像素电荷补偿技术的超宽动态范围图像传感器，其特征在于：像素单元由一个电荷补偿型光电二极管和标准4管驱动电路组成，其是在P型衬底(301)上通过扩散或注入工艺在靠近原有的N阱区(302)再生长第二N阱区(305)及第二重掺杂的N+区(306)，在两个N阱区(302、305)之间通过干氧法氧化制备栅氧层，并在栅氧层上淀积多晶硅层，形成TX栅；MOS的M1管和SF管的上端同时与Vdd相连，Reset信号接至M1管的栅极，M1管的下端与SF管的栅极以及TX栅右侧的N+区相连，SF管的下端连接MOS的M2管的一端，M2管的另一端与并行信号总线S1或S2相连，RSEL信号接至M2管的栅极，VCOMP偏置电压接至补偿二极管的P+区，电荷补偿型光电二极管的P型衬底(301)接地；Vdd为电源电压或其他高偏压，VCOMP为补偿偏压，两个信号来自于偏置信号模块(4)；Reset信号为像素复位信号，RSEL为行选择控制信号，两个信号来自行解码模块(3)。
6.如权利要求5所述的一种基于像素电荷补偿技术的超宽动态范围图像传感器，其特征在于：在重掺杂的N+区(303)上还接入一个与M1管完全相同的M3管，M3管上端与Vdd相连，下端连接光电二极管的N+区(303)，其栅极接入全局曝光信号GS。
7.如权利要求1所述的一种基于像素电荷补偿技术的超宽动态范围图像传感器，其特征在于：上读出处理模块(21)和下读出处理模块(22)结构相同，各含有半列数的全并行处理单元，分别由相关双采样电路和模数转换器模块(211)、输出缓存模块(212)以及进行列解码处理的模块(213)组成。
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