CN102738883B - 降低待机状态下充电器的能耗的方法、充电电路及充电器 - Google Patents

Abstract

一种降低待机状态下充电器能耗的方法，其包括：提供包括充电器部分和用电器部分的充电电路；在U_1S、I_1S基本不变时，根据P＝U_1SI_1S COSΦ，通过例如在充电振荡部分的正反馈电路中引入电阻，调整从振荡部分的输入端看入的空载交流等效电阻值使其小于从该输入端看入的直流等效电阻值并使其负载交流等效电阻值接近或大于该直流等效电阻值，使得充电器部分接有负载时的交流电源功率因数COSΦ_负至少为其空载时交流电源功率因数COSΦ_空的1.2倍。本发明还公开了相应的充电电路和充电器。按本发明方法获得的充电器在230V时，空载功率为0.39w，电流为16.1mA，功率因数为0.106。负载功率为0.95w，电流为14.9mA，功率因数为0.275，对充电电池的充电电流为51.1mA。在120V时，空载功率为0.28w，电流为17.3mA，功率因数为0.134。负载功率为0.65w，电流为14.7mA，功率因数为0.369，对充电电池的充电电流为42mA。

Description

降低待机状态下充电器的能耗的方法、充电电路及充电器

技术领域

本发明涉及一种降低待机状态下充电器能耗的方法、充电电路及充电器，更具体地说，涉及一种降低用于如牙刷、剃须装置或毛发去除装置之类的便携式个人使用电器(下称用电器)的充电器的能耗的方法、降低待机状态下充电器的能耗的充电电路及其充电器。

背景技术

充电器通常是指将交流电转换为低压直流电的装置。充电器在各个领域用途广泛，尤其在生活领域被广泛用于如牙刷、剃须装置或毛发去除装置、手机、相机等便携式个人使用电器。

众所周知，用于如牙刷、剃须装置或毛发去除装置之类的用电器的小功率充电器往往固定安装于卫生间，以便于使用。由于这类小功率充电器安装在经常处于潮湿环境的卫生间中，往往采用感应方式实现能量传输，即，充电器中的电磁线圈和用电器中的电磁线圈以磁力可逆的方式耦合。

为了节约能量，已开发出用于此类用电器的多种电子线路和系统。

EP 2187513A1披露了一种被配置成控制施加到负载上的电压的电子电路，该电路包括可控负载开关元件、电压检测电路和接通电路，其中，可控负载开关元件被配置成在其接通时将处于连接状态的电压源提供的供给电压提供给负载，而在可控负载开关元件断开时不向负载提供供给电压；电压检测电路在所述连接状态时与负载耦联，以便被施加到负载上的电压激励；接通电路被耦联到可控负载开关元件并被配置成在安置于该接通电路和电源之间的开关闭合后在确定的时间段内接通可控负载开关元件。

WO 2008/000373A1披露了一种用于控制电气负荷的电路布置，其包括桥式电路和控制电路，桥式电路具有四个电子开关，负荷设置在桥式电路的横向支路中，控制电路具有用于所述四个电子开关的控制接线，用于第一电子开关的接线通过由第一电容和第一电阻串联的串联电路与用于第四电子开关的接线连接，用于第三电子开关的接线通过由第二电容和第二电阻串联的串联电路与用于第四电子开关的接线连接。

此外，还开发出多种包括感应充电装置和用电器的、用于检测用电器是否处于充电装置上的系统。

WO 2010/131168公开了一种感应充电装置，其具有用于能量传输的线圈和用于能量传输的控制器，其中所述控制器连接到具有可变电容的电容器，并且其中所述电容器被设计成使得其电容根据移动电器是否处于充电位置为变化。

EP 0357829披露了一种检测用电器是否处于充电装置上的系统，在该系统中，信号通过发光二极管从用电器被传输到感应充电装置的接收器二极管。如果接收器二极管检测到用电器不存在，感应充电装置停止充电活动并断开电源。

US 2004/0004460描述了利用中央控制单元控制多个感应充电装置的充电动作的系统。其中，通过光学信号将数据从用电器传输到感应充电装置。

在DE 197 41 279披露的系统中，通过用于能量传输线圈的驱动电路中电器组件上的变化监测从感应充电装置到用电器的能量传输，借助相应组件上电压的阈值决定停止充电或恢复充电。

还已知将能量传输线圈集成于振荡电路中的系统，通过用电器处于充电位置时振荡电路频率发生变化来检测用电器是否处于充电位置。

在输入电压不变时利用储能部件储能和放能实现对充电器充电，以及借助开关电源对充电器进行充电也都是公知的。

然而，对于这类小功率充电器而言，当其处于待机状态(即未充电)时，充电器仍然消耗能量，而且目前市售的充电器无论充电与否，其耗能基本一致，这也不利于节约能量。

发明内容

本发明的目的是提供一种简单的降低待机状态下充电器能耗的方法、实现该方法的电路及其充电器，利用本方法和实现本方法的电路，不仅在待机状态下能降低充电器的能耗，而且在开始充电时，充电器能输出足够的能量以便对用电器进行充电。

根据本发明的一方面，提供一种降低待机状态下充电器的能耗的方法，包括以下步骤：提供包括充电器部分和用电器部分的充电电路，充电器部分包括：降压部分、整流部分、滤波部分、振荡部分，来自市电的交流电压(如230V或120V)顺序地经降压部分、整流部分和滤波部分后输出直流电压，该直流电压信号输入振荡部分产生交流信号输出。用电器部分包括用电器的感应部分和充电部分，根据P＝U_1SI_1S COSΦ，在交流电源电压有效值U_1S和流入充电器的交流电流有效值I_1S基本不变的情况下，通过改变交流电源的功率因数COSΦ改变充电器的输入功率P，其中，通过调整从所述振荡部分的输入端处看入的空载交流等效电阻值使其小于从振荡部分的输入端处看入的直流等效电阻阻值并使从该振荡部分的输入端处看入的负载交流等效电阻阻值接近或大于所述直流等效电阻阻值，从而使充电器部分接有负载时的交流电源功率因数COSΦ_负至少为其空载时交流电源功率因数的COSΦ_空的1.2倍。

根据本发明的另一方面，提供一种降低待机状态下充电器能耗的充电电路，其包括充电器部分和用电器部分，充电器部分包括：降压部分、整流部分、滤波部分、振荡部分，来自市电的交流电压(如230V或120V)顺序地经降压部分、整流部分和滤波部分后输出直流电压，该直流电压信号输入振荡部分产生交流信号输出。用电器部分包括用电器的感应部分和充电部分，其中，所述振荡部分的正反馈电路中还包括电阻，根据P＝U_1SI_1S COSΦ，在交流电源电压有效值U_1S和流入充电器的交流电流有效值I_1S基本不变的情况下，调整该电阻的电阻值，使充电器部分接有负载时的功率因数COSΦ_负至少为其空载时的功率因数COSΦ_空的1.2倍，从而改变充电器的输入功率P，降低待机状态下充电器的能耗。

优选所述振荡部分可以是变压器反馈式LC振荡电路，也可以是电容三点式正弦波振荡电路或电感三点式正弦波振荡电路，所述电阻可以是固定电阻也可以是可变电阻，该电阻和正反馈电路中的耦合电容串联，该耦合电容的另一端与所述振荡电路的次级线圈相连，而所述正反馈电路中的电阻的另一端与振荡电路的三极管的基极相连。

优选所述电阻的电阻值分别比LC振荡电路的初级线圈的铜耗等效电阻阻值、LC振荡电路的次级线圈的铜耗等效电阻阻值、用电器中线圈的铜耗电阻阻值及振荡电路的三极管发射极输入电阻阻值大至少10倍。

优选所述三极管的静态工作点分压电阻中与振荡电路的初级线圈和次级线圈的中间抽头相连的电阻的阻值至少小于其与三极管的负反馈电阻相连的另一分压电阻的阻值的3倍，以使直流静态工作点稳定，其中所述另一分压电阻的阻值可以大于50KΩ。所述三极管的静态工作点分压电阻的阻值比三极管发射极输入电阻的阻值大至少10倍。三极管的负反馈电阻的阻值可以小于1KΩ。

本发明再一方面提供一种可降低待机状态下充电器能耗的充电器，其包括充电器壳体、设于充电器壳体中的底座、安装在底座上的充电电路、设于充电器底座中与用电器中负载线圈相对的次级线圈、处于所述线圈之间的导磁棒，其中充电电路包括充电器部分和用电器部分，充电器部分包括降压部分、整流部分、滤波部分、振荡部分，来自市电的交流电压(如230V或120V)顺序地经降压部分、整流部分和滤波部分后输出直流电压，该直流电压信号输入振荡部分产生交流信号输出。用电器部分包括用电器的感应部分和充电部分，其中，所述振荡部分的正反馈电路中还包括电阻，根据P＝U_1SI_1S COSΦ，在交流电源电压有效值U_1S和流入充电器的交流电流有效值I_1S基本不变的情况下，调整该电阻的电阻值，使充电器部分接有负载时的功率因数COSΦ_负至少为其空载时的功率因数COSΦ_空的1.2倍，从而改变充电器的输入功率P，降低待机状态下充电器的能耗。

按照本发明方法获得的充电器适用于市电为230V和120V的情况。经测试，在230V时，空载功率为0.39w，电流为16.1mA，功率因数为0.106。负载功率为0.95w，电流为14.9mA，功率因数为0.275，对充电电池的充电电流为51.1mA。在120V时，空载功率为0.28w，电流为17.3mA，功率因数为0.134。负载功率为0.65w，电流为14.7mA，功率因数为0.369，对充电电池的充电电流为42mA。

附图说明

图1为现有的变压器反馈式LC振荡电路示意图；

图2为现有的电感三点式正弦波振荡电路示意图；

图3为现有的电容三点式正弦波振荡电路示意图；

图4为本发明充电电路的示意图，图中振荡部分电路为电感三点式正弦波振荡电路；

图5为图4所示的本发明充电电路的一部分的示意图，图中示出了振荡部分(电感三点式正弦波振荡电路)、感应部分和充电部分；

图6为本发明另一充电电路示意图，图中振荡部分电路为变压器反馈式LC振荡电路，该变压器反馈式LC振荡电路相当于图4中的振荡部分、感应部分和充电部分；

图7为本发明又一充电电路示意图，图中振荡部分电路为电容三点式正弦波振荡电路，该电容三点式正弦波振荡电路相当于图4中振荡部分、感应部分和充电部分；

图8为图5所示电路的分析简化图；

图9为图4所示滤波部分、振荡部分、感应部分和充电部分的电路示意图；

图10为空载时图9所示的交流微变等效电路示意图；

图11为根据变压器原理针对图10的分析简化图；

图12为根据LC谐振电路原理针对图11的分析简化图；

图13为根据LC谐振特性针对图12的分析简化图；

图14为空载或负载时图9所示的交流微变电流的线路图；

图15为根据变压器原理负载时图9所示的交流微变电路的分析简化图；

图16为图15的简化图；

图17为根据LC谐振原理针对图16的分析简化图；

图18为图5所示电路图中的三极管直流静态工作点分析图；

图19为图9中从U₂处看的等效电路图；

图20为图4的等效电路图；

图21为图20的简化图；

图22为本发明的以牙刷作为示例的用电器和充电器的组合示意图，其中CH1为安置在充电器底座中的充电线路，CH2为安置在用电器中的充电线路。

部分附图标记说明

C₁为降压电容器；C_1S为C₁的电容量；

R₁为C₁的放电电阻；R_1S为R₁的电阻值；

R₂、R₃为限流电阻；R_2S，R_3S分别为R₂，R₃的电阻值；

D₁～D₄为桥式整流二极管；

U₂为整流后的脉动电压；U_2S为U₂的电压有效值；

U₃为U₂滤波后的直流电压；U_3S为U₃的电压值；

C₂为滤波电解电容；

R₄、R₅为三极管的静态工作点分压电阻；R_4S，R_5S分别为R₄，R₅的电阻值；

R₆为三极管的负反馈电阻；R_6S为R₆的电阻值；

R₇为LC振荡电路中的正反馈电阻；R_7S为R₇的电阻值；

C₄为R₆的交流旁路电容；

C₃为LC振荡电路的谐振电容；C_3S为C₃的电容值；

L₁为LC振荡电路的初级线圈；L_1S为L₁初级线圈的漏电感值；

L₂为LC振荡电路的次级线圈；L_2S为L₂次级线圈的漏电感值；

C₅为L₂的交流耦合电容；

L₃为用电器中的负载线圈；L_3S为L₃负载线圈的漏电感值；

D₅为用电器中的整流二极管；

U₁为交流电源电压；U_1S为U₁的有效值；

I₁为交流电源流入充电器的电流；I_1S为I₁的有效值；

COSΦ为充电器对应于交流电源的功率因数；

R_L为用电器中充电电池的等效电阻；R_LS为R_L的电阻值；

P为充电器的输入功率。

具体实施方式

如上所述，根据本发明，P＝UI COSΦ，其中U为交流电源电压，I为交流电源流入充电器的电流，通常认为市电电源的变化可以忽略，因此可以认为U，I不变，于是通过改变COSΦ，可以改变P。

作为示例，图4示意地示出了本发明的充电电路，其包括充电器部分G和用电器部分Y，充电器部分G包括：降压部分5、保护电路6、整流部分7、滤波部分8、振荡部分9，用电器部分Y包括用电器的感应部分10和充电部分11。来自市电的交流电压(如230V或120V)顺序地经降压部分5、整流部分7和滤波部分8后输出直流电压，该直流电压信号输入振荡部分9产生交流信号输出。

在本发明一实施例中，为了获得一定电压值的直流电(如10V～100V)，所述降压部分5和整流部分7可以采用电容降压和桥式整流，当然也可采用电感降压，和半波整流。整流方式和降压方式的任一组合都没有超出本发明的范围。

图4中，U₁为220V交流电或120V交流电，C₁为降压电容器，R₁为C₁的放电电阻，R₂、R₃为限流电阻，D₁～D₄为桥式整流二极管，U_2D为整流桥堆上的交流电压，U₂为整流后的脉动电压，U₃为滤波后直流电压。

在另一实施例中，也可用电感L取代图4中电容C₁来实现降压。

图5为图4所示的本发明充电电路的一部分的示意图，图中示出了电感三点式正弦波振荡电路的振荡部分、感应部分和充电部分

图6和7为本发明另外的充电电路示意图，其中图6所示的振荡部分为变压器反馈式LC振荡部分；图7所示的振荡部分为电容三点式正弦波振荡部分。

与现有的振荡电路(图1-3，其中图1为现有的变压器反馈式LC振荡方式的示意图；图2为现有的电感三点式正弦波振荡方式的示意图；图3为现有的电容三点式正弦波振荡方式的示意图)相比，本发明的特征是，在振荡部分的正反馈电路中加入了电阻R₇，在所述振荡部分为变压器反馈式LC振荡电路、电容三点式正弦波振荡电路或电感三点式正弦波振荡电路时，电阻R₇和正反馈电路中的耦合电容C_B发、C₅串联，该耦合电容的另一端与所述振荡电路的次级线圈L2，N2相连，而所述正反馈电路中的电阻R₇的另一端与三极管T的基极相连。

下面仅以图5所示的电感三点式正弦波振荡部分电路为例对本发明的实施例进行详细说明。

如图4所示，本发明的充电电路包括：降压部分5、保护电路6、整流部分7、滤波部分8、振荡部分9、感应部分10、充电部分11。其中，L₁和L₂构成了变压器，以下根据变压器原理对其进行分析。

图8为图5所示电路的分析简化图。参见图8，图中，8-1为频率发生器线圈，其为虚拟线圈，它的作用为是产生交变频率，此频率为LC的谐振频率f；8-2相当于初级线圈L₁；8-3相当于被接有正反馈电阻R_f的负载级；8-4相当于手柄中的线圈L₃，即相当于负载级用电器Y。三极管T作为电流源输出能量给变压器初级线圈，R_L对应于充电电池的等效电阻。

应指出的是，在下面的运算分析中，“//”表示并联；M＜＜N是指N比M大10倍以上。

参见图8，仅初级线圈L₁和次级线圈L₂工作时，即负载级8-4中的L₃没有被放置在充电座上，充电器处于空载时，其频率f为f_空：

式中C_3S为C₃电容的电容值，L_1S为L₁初级线圈的漏电感值，L_2S为L₂次级线圈的漏电感值。

当初级线圈L₁、次级线圈L₂、负载线圈L₃都工作时，即负载级8-4中的L₃被放置在充电座上，充电器处于负载状态时，其频率f为f_负：

式中L_3S为负载线圈L₃的漏电感值。

参见图9，图9中C₅、C₄为大电容，可相当于交流短路，电阻R₆为直流负反馈电阻，对交流而言，可认为电容C₄使R₆短路，

空载时(即用电器没有放置在充电器上)，图9的交流微变电路如图10所示，假设三极管基极电流为i_b，正反馈电流为i_f，由振荡电路原理可知，从L₂看进去的等效阻抗为正反馈电阻R_f，R_fS为R_f的电阻值，

R_fS＝R_7S+(R_4S//R_5S//r_beS)式中r_be为三极管的发射极输入电阻，r_beS为r_be的阻值，R_4S为三极管静态工作点分压电阻R₄的阻值，R_5S为三极管静态工作点分压电阻R₅的阻值，R_7S为LC振荡电路中正反馈电阻R₇的阻值。图10中10-1、10-2、10-3接点与图9中所示的9-1、9-2、9-3相同。

根据变压器原理，图10可以简化为图11。图11中，k＝N₁/N₂，N₁为L₁线圈的匝数，N₂为L₂线圈的匝数；R₈为L₁(初级线圈)铜耗的等效电阻，R_8S为R₈的阻值；R₉为L₂(次级线圈)铜耗的等效电阻，R_9S为R₉的阻值；X₁为L₁初级线圈漏磁铁耗的等效漏电抗；X₂为L₂次级线圈漏磁铁耗的等效漏电抗；k²R_f为次级线圈的电阻R_f等效到变压器初级线圈的等效电阻。

图12为根据LC谐振电路原理针对图11的分析简化图。

根据LC谐振电路原理，设空载时LC谐振等效电阻为R₀，R_0S为R₀的电阻值，L_H为LC回路的总电感，L_HS为L_H的电感量，

因为R_8S+R_9S＜＜k²R_fS

$R_{0S}=\frac{L_{\mathrm{HS}}}{(R_{8S}+R_{9S}+k^2{R}_{\mathrm{fS}})C_{3S}}\≈\frac{L_{\mathrm{HS}}}{k^2{R}_{\mathrm{fS}}{C}_{3S}}$

L_HS＝L_1S+L_2S

因为LC谐振特性，

故可认为LC呈纯电阻性，由此，图12可以简化为图13，

其中，

$R_{0S}=\frac{L_{\mathrm{HS}}}{K^2{R}_{\mathrm{fS}}{C}_{3S}}=\frac{L_{\mathrm{HS}}}{K^2{C}_{3S}}\×\frac{1}{R_{7S}+(R_{4S}//R_{5S}//r_{\mathrm{beS}})}$

通常r_beS约为1KΩ，而R_4S＞＞r_beS，R_5S＞＞r_beS

上式可简化为：

$R_{0S}=\frac{L_{\mathrm{HS}}}{K^2{C}_{3S}}\×\frac{1}{R_{7S}+r_{\mathrm{beS}}}$

图13为根据LC谐振特性针对图12的分析简化图；图14为空载或负载时图9所示的交流微变电流的线路图。

参见图13、图14，通过从U₂处看入的空载时等效电路交流电阻，则得到交流电源侧的等效电阻(即，等效到U₂上的空载交流电阻)。

根据戴维南定理，流出U₂的电流：

$i_S=\frac{U_{\mathrm{iS}}}{R_{4S}}+\frac{U_{\mathrm{iS}}}{R_{5S}}+\frac{U_{\mathrm{iS}}}{r_{\mathrm{beS}}}+{\mathrm{\βi}}_{\mathrm{bS}}$

式中，i为图14电4路从U₂14-4端流出的交流电流，i_S为i的有效值，U_i为三极管基极14-6对U₂14-4端的交流电压，U_iS为U_i的有效值，i_b为流入三极管基级14-6的电流，i_bS为i_b的有效值，i_f为正反馈电流，i_fS为i_f的有效值。图14中14-1、14-2、14-3接点与图9中所示的9-1、9-2、9-3相同。根据自激振荡原理：

$\frac{U_{\mathrm{iS}}}{r_{\mathrm{beS}}}=i_{\mathrm{bS}}=i_{\mathrm{fS}}$

R_4S＞＞r_beS，R_5S＞＞r_beS∴令

则：i_S＝(β+1)i_bS

式中β为空载时交流β(即三极管的放大倍数)

在自激振荡电路中β很小，设电路从U₂看入的空载交流电阻等于R_JK，R_JKS为R_JK的阻值，U_2S为U₂的电压有效值，

因为LC振荡电路呈纯电阻性，根据能量守恒定律(忽略R₄，R₅上的能量损耗)：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{2S}{i}_S={\left(\mathrm{\β}{i}_{\mathrm{bS}}\right)}^2{R}_{0S}+i_{\mathrm{bS}}^2{r}_{\mathrm{beS}}\\ \frac{{U^2}_{2S}}{R_{\mathrm{JKS}}}={\left({\mathrm{\βi}}_{\mathrm{bS}}\right)}^2{R}_{0S}+i_{\mathrm{bS}}^2{r}_{\mathrm{beS}}\\ i_S=(\mathrm{\β}+1)i_{\mathrm{bS}}\\ R_{0S}=\frac{L_{\mathrm{HS}}}{K^2{C}_{3S}}\×\frac{1}{R_{7S}+r_{\mathrm{beS}}}\end{array}\right.\⇒R_{\mathrm{JKS}}={\left(\frac{\mathrm{\β}}{\mathrm{\β}+1}\right)}^2{R}_{0S}+\frac{r_{\mathrm{beS}}}{{(\mathrm{\β}+1)}^2}$

空载交流β值的计算：

从U₂流出的电流i_S＝i_fS+βi_bS

因为R_4S＞＞r_beS，R_5S＞＞r_beS，R₄和R₅中的电流可以忽略，根据自激振荡稳定原理AF＝1，可理解为i_bS＝i_fS(正反馈提供自激振荡的电流)

$\left\{\begin{array}{c}{i}_S=i_{\mathrm{fS}}+{\mathrm{\βi}}_{\mathrm{bS}}\\ i_{\mathrm{bS}}=i_{\mathrm{fS}}\\ i_S=i_{\mathrm{bS}}+{\mathrm{\βi}}_{\mathrm{bS}}\end{array}\right.$

根据变压器原理，ki_fS＝i_lS(总磁通量相等，初次级的安匝数相等)及LC谐振电路原理，Q为LC谐振电路的品质因数，此处Q为空载时的品质因数，Q＞＞1，

i_l为流过L₁初级线圈的电流，

i_lS为i_l的有效值，

因为Q＞＞1，所以i_l＝βi_bSQ

$k=\frac{N_1}{N_2};i_{\mathrm{lS}}={\mathrm{\βi}}_{\mathrm{bS}}Q;Q=\frac{1}{R_S}\sqrt{\frac{L_{\mathrm{HS}}}{C_{3S}}}$

R为LC的回路总等效电阻，R_S为R的阻值，L_H为L₁、L₂串联的等效漏抗电感，L_HS为L_H的电感量。

加负载电阻时，得出下面的方程组：

R_JKS的再运算：

$\left\{\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{JKS}}={\left(\frac{\mathrm{\β}}{\mathrm{\β}+1}\right)}^2{R}_{0S}+\frac{r_{\mathrm{beS}}}{{(\mathrm{\β}+1)}^2}\\ R_{0S}=\frac{L_{\mathrm{HS}}}{R_S{C}_{3S}}\\ \mathrm{\β}={\mathrm{kR}}_s\sqrt{\frac{C_{3S}}{L_{\mathrm{HS}}}}\end{array}\right.$

则： $R_{\mathrm{JKS}}=\frac{k^2{R}_S{L}_{\mathrm{HS}}}{{({\mathrm{kR}}_S\sqrt{C_{3S}}+\sqrt{L_{\mathrm{HS}}})}^2}+\frac{r_{\mathrm{beS}}{L}_{\mathrm{HS}}}{{({\mathrm{kR}}_S\sqrt{C_{3S}}+\sqrt{L_{\mathrm{HS}}})}^2}$

因为：K²R_S＞＞r_beS，

所以： $R_{\mathrm{JKS}}\≈\frac{k^2{R}_S{L}_{\mathrm{HS}}}{{({\mathrm{kR}}_S\sqrt{C_{3S}}+\sqrt{L_{\mathrm{HS}}})}^2}$

因为R_S＝K²R_fS+R_8S+R_9S而R_8S＜＜K²R_fS且R_9S＜＜K²R_fS，所以

令R_S＝K²R_fS  又R_fS＝(R_7S+r_beS)

空载时，从U₂处看入的交流等效电阻为R_JK，R_JKS为R_JK的电阻值。

空载 $R_{\mathrm{JKS}}=\frac{1}{K^2\frac{C_{3S}}{(L_{1S}+L_{2S})}(R_{7S}+r_{\mathrm{beS}})+\frac{1}{K^4(R_{7S}+r_{\mathrm{beS}})}+\frac{2}{K}\sqrt{\frac{C_{3S}}{L_{1S}+L_{2S}}}}$

负载时，当用电器放置在充电器上时，相当于图8中变压器的线圈8-4接入负载R_L，根据变压器原理，交流微变等效电路如图15所示。图15中，R_L为用电器中的充电电池等效电阻，R_LS为R_L的阻值，R′_L为根据变压器原理把R_L等效到变压器初级线圈处的等效电阻，R′_LS为R′_L的阻值，R′_LS＝k′²R_LS，k′＝N₁/N₃(N₁为初线圈的匝数；N₃为负载线圈的匝数)，R₁₀为用电器中的线圈L₃的铜耗电阻，R_10S为R₁₀的阻值，X₃为用电器中的线圈L₃的漏电抗，L_3S为感应线圈L₃的电感量，Z_iL为从C₃后看入的电路等效阻抗，Z_iLS为Z_iL的阻抗值。

Z_iLS＝R_8S+jωL_1S+(R_10S+R′_LS+jωL_3S)//(R_9S+R′_fS+jωL_2S)

ω＝2πf_负，

再简化如图16所示，

式中L_X为L₂₂支路和L₃₂支路并联后的等效电感，L_XS为L_X的电感值，R_X为L₂₂支路和L₃₂支路并联后的铜耗等效电阻，R_XS为R_X的阻值，R′_f为次级线圈L₂的电阻R_f等效到变压器初级线圈L₁的等效电阻，R′_fS为R′_f的阻值，R′_L为负载线圈L₃的电阻R_L等效到变压器初级线圈L₁的等效电阻，R′_LS为R′_L的阻值，R′_fS＝k²R_fS，R′_LS＝k′²R_LS，k′＝N₁/N₃(N₁为线圈L₁匝数；N₃为线圈L₃匝数)。L₂₂支路为图15中从15-7端到15-8端只含有R₉、jX₂、R′_f的支路，L₃₂支路为图15中从15-7端到15-8端只含有R₁₀、jX₃、R′_L的支路。

在本发明中，R_L为充电电池的等效电阻，R_LS为R_L的电阻值，而R′_LS+R_10S＜＜R_9S+R′_fS，故在定性分析中，可视为L₂₂支路断路，则：

R_XS≈R_10S+k′²R_LS

同理，由于LC谐振电路呈纯阻性，图16简化为图17，设负载时LC谐振等效电阻为R′₀，R′_0S为R′₀的阻值： $Z_{\mathrm{iLS}}=R_{0S}^{\′}=\frac{L_{\mathrm{XS}}+L_{1S}}{(R_{10S}+K^{\′2}{R}_{\mathrm{LS}}+R_{8S})C_{3S}}$

同理，等效到U₂处的负载时交流电阻R_JL，R_JLS为R_JL的电阻值，根据图14，设负载时的U₂为U′₂，U′_2S为U′₂的电压有效值，负载时的i_b为i″_b，i″_bS为i″_b的有效值，负载时i为i′，i′_S为i′的有效值，负载时交流β为β′,负载时i_f为i′_f，i′_fS为i′_f的有效值，负载时i_l为i′_l,i′_lS为i′_l的有效值。

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{2S}^{\′}{i}_S^{\′}={\left({\mathrm{\β}}^{\′}{i}_{\mathrm{bS}}^{\′\′}\right)}^2{R}_{0S}^{\′}+{i_{\mathrm{bS}}^{\′\′}}^2{r}_{\mathrm{beS}}\\ \frac{U_{2S}^{\′2}}{R_{\mathrm{JLS}}}={\left({\mathrm{\β}}^{\′}{i}_{\mathrm{bS}}^{\′\′}\right)}^2{R}_{0S}^{\′}+{i_{\mathrm{bS}}^{\′\′}}^2{r}_{\mathrm{beS}}\\ i_S^{\′}=({\mathrm{\β}}^{\′}+1)i_{\mathrm{bS}}^{\′\′}\end{array}\right.$

联解得： $R_{\mathrm{JLS}}={\left(\frac{{\mathrm{\β}}^{\′}}{{\mathrm{\β}}^{\′}+1}\right)}^2{R}_{\mathrm{OS}}^{\′}+\frac{r_{\mathrm{beS}}}{{({\mathrm{\β}}^{\′}+1)}^2}$

同理计算β′：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_S^{\′}=i_{\mathrm{fS}}^{\′}+{\mathrm{\β}}^{\′}{i}_{\mathrm{bS}}^{\′\′}\\ i_{\mathrm{bS}}^{\′\′}=i_{\mathrm{fS}}^{\′}\\ i_S^{\′}=i_{\mathrm{bS}}^{\′\′}+{\mathrm{\β}}^{\′}{i}_{\mathrm{bS}}^{\′\′}\end{array}\right.$

$K^{\′}=\frac{N_1}{N_3};$ i′_lS＝βi″_bSQ′； $Q^{\′}=\frac{\sqrt{L_{1S}+L_{\mathrm{XS}}}}{R_S^{\′}\sqrt{C_{3S}}}$

式中Q′为负载时LC谐振电路的品质因数，Q′＞＞1，R′为负载时，LC回路的总等效电阻，R′_S为R′的电阻值。

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{fS}}^{\′}=i_{\mathrm{bS}}^{\′\′}\\ K^{\′}{i}_{\mathrm{fS}}^{\′}=i_{\mathrm{lS}}^{\′}\\ i_{\mathrm{lS}}^{\′}=Q^{\′}{\mathrm{\β}}^{\′\′}{i}_{\mathrm{bS}}^{\′\′}\\ Q^{\′}=\frac{1}{R_S^{\′}}\sqrt{\frac{L_{1S}+L_{\mathrm{XS}}}{C_{3S}}}\\ K^{\′}=\frac{N_1}{N_3}\\ R_S^{\′}=K^{\′2}{R}_{\mathrm{LS}}+R_{8S}+R_{10S}\end{array}\right.\⇒{\mathrm{\β}}^{\′}=\frac{K^{\′}}{Q^{\′}}=K^{\′}{R}_s^{\′}\sqrt{\frac{C_{3S}}{L_{1S}+L_{\mathrm{XS}}}}$

同理计算R_JLS：

$\left\{\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{JLS}}={\left(\frac{{\mathrm{\β}}^{\′}}{{\mathrm{\β}}^{\′}+1}\right)}^2{R}_{0S}^{\′}+\frac{r_{\mathrm{beS}}}{{({\mathrm{\β}}^{\′}+1)}^2}\\ R_{0S}^{\′}=\frac{L_{1S}+L_{\mathrm{XS}}}{R_S^{\′}{C}_{3S}}\\ {\mathrm{\β}}^{\′}=K^{\′}{R}_S^{\′}\sqrt{\frac{C_{3S}}{L_{1S}+L_{3S}}}\end{array}\right.$

则： $\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{JLS}}=\frac{K^{\′2}{R}_S^{\′}(L_{1S}+L_{\mathrm{XS}})}{{(K^{\′}{R}_S^{\′}\sqrt{C_{3S}}+\sqrt{L_{1S}+L_{\mathrm{XS}}})}^2}+\frac{r_{\mathrm{beS}}(L_{1S}+L_{\mathrm{XS}})}{{(K^{\′}{R_S^{\′}}_{}\sqrt{C_{3S}}+\sqrt{L_{1S}+L_{\mathrm{XS}}})}^2}\\ =\frac{1}{\frac{C_{3S}}{(L_{\mathrm{XS}}+L_{1S})}(K^{\′2}{R}_{\mathrm{LS}}+R_{8S}+R_{10S})+\frac{1}{K^{\′2}(K^{\′2}{R}_{\mathrm{LS}}+R_{8S}+R_{10S})}+\frac{2}{K^{\′}}\sqrt{\frac{C_{3S}}{(L_{\mathrm{XS}}+L_{1S})}}}\\ +\frac{r_{\mathrm{beS}}}{K^{\′2}\frac{C_{3S}}{L_{\mathrm{XS}}+L_{1S}}{(K^{\′2}{R}_{\mathrm{LS}}+R_{8S}+R_{10S})}^2+1+{2K}^{\′}\sqrt{\frac{C_{3S}}{L_{\mathrm{XS}}+L_{1S}}}(K^{\′2}{R}_{\mathrm{LS}}+R_{8S}+R_{10S})}\end{array}$

因此，U₂处的交流等效电阻R_J，R_JK为空载时从U₂处看入的交流等效

电阻，R_JKS为R_JK的电阻值：

$R_{\mathrm{JKS}}=\frac{1}{K^2\frac{C_{3S}}{(L_{1S}+L_{2S})}(R_{7S}+r_{\mathrm{beS}})+\frac{1}{K^4(R_{7S}+r_{\mathrm{beS}})}+\frac{2}{K}\sqrt{\frac{C_{3S}}{L_{1S}+L_{2S}}}}$

在负载时，R_JL为负载时从U₂处看入的交流等效电阻，R_JLS为R_JL的电阻值：

$\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{JLS}}=\frac{1}{\frac{C_{3S}}{(L_{\mathrm{XS}}+L_{1S})}(K^{\′2}{R}_{\mathrm{LS}}+R_{8S}+R_{10S})+\frac{1}{K^{\′2}(K^{\′2}{R}_{\mathrm{LS}}+R_{8S}+R_{10S})}+\frac{2}{K^{\′}}\sqrt{\frac{C_{3S}}{(L_{\mathrm{XS}}+L_{1S})}}}\\ +\frac{r_{\mathrm{beS}}}{K^{\′2}\frac{C_{3S}}{L_{\mathrm{XS}}+L_{1S}}{(K^{\′2}{R}_{\mathrm{LS}}+R_{8S}+R_{10S})}^2+1+{2K}^{\′}\sqrt{\frac{C_{3S}}{L_{\mathrm{XS}}+L_{1S}}}(K^{\′2}{R}_{\mathrm{LS}}+R_{8S}+R_{10S})}\end{array}$

综上两式，可知：R_8S、R_10S、R_LS、r_beS、L_1S、L_2S、L_3S、L_XS、K、K′为电路中的定值，而且R_8S、R_9S、R_10S、L_1S、L_2S、L_3S、K、K′，受振荡电路要求的约束，如要求1/8＜N₂/(N₁+N₂)＜1/4。r_be因受三极管参数和选型的约束，例如三极管集电极和发射极之间的电压U_Ce的极值要足够大，以便振荡电压波型尽可能小的失真和三极管的安全运行，同理，R_LS和R_8S、R_10S的阻值大小接近，K′和K数值接近。由此可见，L₁、L₂、L₃、R₈、R₉、R₁₀、K、K′、r_be受电路的约束可选择性很小。而本发明创造性地引入正反馈电阻R₇，调整R₇的阻值，使得R_7S＞＞R_8S；R_7S＞＞R_9S；R_7S＞＞R_10S；R_7S＞＞r_beS，可以有效地使R_JKS和R_JLS有足够大的差异。

图18为图5所示电路图中的三极管T的直流静态工作点分析图，其中，

关键参数：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{CeQS}}=0.7+\frac{R_{4S}}{R_{4S}+R_{5S}}{U}_{3S}\\ U_{R5S}=U_{3S}\frac{R_{5S}}{R_{4S}+R_{5S}}>0.7V\\ I_{\mathrm{CQS}}=\frac{U_{3S}-U_{\mathrm{CeQS}}}{R_{6S}}\end{array}\right.$

三极管T处在直流静态工作点时，式中I_CQ为三极管T的集电极电流，I_CQS为I_CQ的值为三极管的基极电流，为的值，为直流电流放大倍数，U_CeQ为三极管T的集电极和发射极之间的电压，U_CeQS为U_CeQ的值，U_R5为电阻R₅上的电压，U_R5S为U_R5的值，R_6S为R₆的阻值，U_3S为U₃的值。

从U₂处看入的直流等效电阻为R_Z，R_ZS为R_Z的值(即，等效到交流电源侧)，从U₃流出电流约等于I_CQ

则： $\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{ZS}}=\frac{U_{3S}}{I_{\mathrm{CQS}}}=\frac{U_{3S}{R}_{6S}(R_{4S}+R_{5S})}{R_{5S}{U}_{3S}-0.7(R_{4S}+R_{5S})}\\ =\frac{1}{\frac{R_{5S}}{R_{6S}(R_{4S}+R_{5S})}-\frac{0.7}{U_{3S}{R}_{6S}}}\end{array}$

根据全波整流电路及滤波电路原理，U_3S≈1.2U_2S，忽略C₂上的电流，

则： $R_{\mathrm{ZS}}=\frac{1}{\frac{R_{5S}}{R_{6S}(R_{4S}+R_{5S})}-\frac{0.58}{U_{2S}{R}_{6S}}}$

如上所述，R_Z为从U₂处看入的直流等效电阻，R_Z的大小控制了三极管静态工作点及直流工作的稳定性及振荡电路的起振和振荡的幅度和稳定性。

所以，从U₂处看入的电路等效如图19所示，R_J为从U₂处看入的交流等效电阻，R_JS为R_J的电阻值。空载时，R_JS＝R_JKS；负载时，R_JS＝R_JLS。其中：U₂处的交流等效电阻R_J上的功率代表线圈的储能水平或充电功率；R_Z上的功率代表静态工作的功率。

因此，图4的等效电路如图20所示，R_ZLS＝R_JS//R_ZS，R_ZL代表整流后的等效电阻，R_ZLS为R_ZL的值，R_JS为R_J的值，R_ZS为R_Z的值，

由于充电器功率：P＝U_1SI_1S COSΦ在图20中，R_1S＞＞1/2πf_交C_1S，式中f_交为交流电源的频率，R_3S+R_2S＜＜R_ZS//R_JS。

为分析方便，可将图20简化如图21所示。

由全波整流电路及滤波电路原理：

令U_2DS＝U_2S

忽略C₂上的能耗，根据能量守恒得：设R_D为整流桥堆前端看入直流电路的等效电阻，R_DS为R_D的电阻值，U_2D为桥堆前电压,U_2DS为U_2D有效值,(本电路中1/2πf_交C_1S＞＞R_DS)

$\frac{U_{2\mathrm{DS}}^2}{R_{\mathrm{DS}}}=\frac{U_{2S}^2}{R_{\mathrm{ZS}}//R_{\text{JS}}}$

R_DS＝R_ZS//R_JS

U_2S＝U_2DS＝2πf_交C_1S(R_ZS//R_JS)U_1S

由于1/2πf_交C_1S＞＞R_DS，所以I₁的大小主要取决于2πf_交C_1S,即I_1S≈2πf_交C_1S U_1S。

由上式可知，P＝2πf_交C_1S U² _1S COSΦ，一旦C₁确定下来，而U_1S、f_交为定值，P的改变可以取决于COSΦ的变化。

为了分析方便，由于1/2πf_交C_1S＞＞R_DS，所以COSΦ可近似如下：

COSΦ＝2πf_交C_1SR_DS＝2πf_交C_1S(R_ZS//R_JS)

而f_交为定值，一旦C_1S确定下来，则COSΦ在空载和负载间的变化，只能取决于(R_ZS//R_JS)在空载和负载间的变化。在本发明中，由于引入R₇使得空载时，R_ZKS(即R_ZS//R_JS)可以远小于负载时R_ZLS(即R_ZS//R_JS)。R_ZS//R_JS的大小可以在空载和负载时实行跃变，因此,在空载时,COSΦ_空足够小，而在负载时，COSΦ_负变得足够大。从而使空载功率大大小于负载功率，以达到节能的效果。优选负载时的COSΦ_负至少是空载时的COSΦ_空的1.2倍。

综上所述，

$R_{\mathrm{ZS}}=\frac{1}{\frac{R_{5S}}{(R_{4S}+R_{5S})R_{6S}}-\frac{0.58}{U_{2S}{R}_{6S}}}$

U_2S＝2πf_交C_1S(R_ZS//R_JS)U_1S

空载 $R_{\mathrm{JKS}}=\frac{1}{K^2\frac{C_{3S}}{(L_{1S}+L_{2S})}(R_{7S}+r_{\mathrm{beS}})+\frac{1}{K^4(R_{7S}+r_{\mathrm{beS}})}+\frac{2}{K}\sqrt{\frac{C_{3S}}{(L_{1S}+L_{2S})}}}$

负载 $\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{JLS}}=\frac{1}{\frac{C_{3S}}{(L_{\mathrm{XS}}+L_{1S})}(K^{\′2}{R}_{\mathrm{LS}}+R_{8S}+R_{10S})+\frac{1}{K^{\′2}(K^{\′2}{R}_{\mathrm{LS}}+R_{8S}+R_{10S})}+\frac{2}{K^{\′}}\sqrt{\frac{C_{3S}}{(L_{\mathrm{XS}}+L_{1S})}}}\\ +\frac{r_{\mathrm{beS}}}{K^{\′2}\frac{C_{3S}}{L_{\mathrm{XS}}+L_{1S}}{(K^{\′2}{R}_{\mathrm{LS}}+R_{8S}+R_{10S})}^2+1+{2K}^{\′}\sqrt{\frac{C_{3S}}{L_{\mathrm{XS}}+L_{1S}}}(K^{\′2}{R}_{\mathrm{LS}}+R_{8S}+R_{10S})}\end{array}$

COSΦ＝2πf_交C_1S(R_ZS//R_JS)

Ρ＝U_1SI_1SCOSΦ

通过上式可知：本发明中只要使从U₂处看入的交流等效电阻阻值R_JS小于从U₂处看入的直流等效电阻R_Z的阻值R_ZS，R_ZS//R_JS则主要取决于从U₂处看入的空载交流等效电阻阻值R_JKS，因此，COSΦ_空的大小主要取决R_JKS，当负载时，R_JLS接近于R_ZS或大于R_ZS，则COSΦ_负的大小主要取决于R_JLS和R_ZS或主要取决于R_JLS。

在本发明中，通过合理配置，使R_JKS＜＜R_ZS，R_JLS＞＞R_ZS，

R_JKS取决于R_7S；R_JL取决于充电电池的等效负载；

由此可知本发明引入R₇后，使R_JKS＜＜R_ZS，且R_JKS＜＜R_JLS，从而使空载时的充电器功耗降到最低，而负载时，R_JLS＞＞R_ZS，使用电器得到足够的能量。

作为另一示例，也可以将C3(见图4)设置为可变电容而不必接入电阻R₇。在此情况下，可在充电座上设置带有两档的切换开关，第一档为空载时C3的相应电容值C3s1；第二档为负载时C3的相应电容值C3s2；利用C3在空载和负载下不同的取值(如C3s1>C3s2)也可使从所述振荡部分9的输入端U₂处看入的空载交流等效电阻阻值R_JKS小于从该振荡部分9的输入端U₂处看入的负载交流等效电阻R_JL的阻值R_JLS。

图22示出了以牙刷作为示例的用电器和充电器的组合。如图22所示，本发明提供的小功率充电器包括充电器壳体、设于充电器壳体中的底座1、安装在底座1上的充电电路、设于充电器底座1中与用电器中负载线圈4相对的次级线圈2、处于线圈4和2之间的导磁棒3、以及连接电源和充电器的电线。将用电器Y(如牙刷)放置在充电器底座1上时，用电器Y中的负载感应线圈4将感应充电器中振荡电路9中的交变电磁场而产生交变的感应电磁场，用电器Y中的感应线圈4接收来自充电器的能量，此能量经用电器Y的充电电路CH2对用电器Y中的电池充电。当用电器离开充电器时，用电器Y中的负载感应线圈4感应不到来自充电器的交变电磁场，而不能获得来自充电器的能量。从而充电器停止对用电器充电。

Claims (11)

1.一种用于降低待机状态下充电器的能耗的方法，包括以下步骤：

提供充电电路，其包括充电器部分(G)和用电器部分(Y)，充电器部分(G)包括：降压部分(5)、整流部分(7)、滤波部分(8)、振荡部分(9)，来自市电的交流电压顺序地经所述降压部分(5)、整流部分(7)和滤波部分(8)后输出直流电压，该直流电压信号输入振荡部分(9)产生交流信号输出，用电器部分(Y)包括用电器的感应部分(10)和充电部分(11)，

根据P＝U_1SI_1S COSΦ，在交流电源电压有效值U_1S和流入充电器的交流电流有效值I_1S基本不变的情况下，通过改变交流电源的功率因数COSΦ改变充电器的输入功率P，

其中，通过调整从所述振荡部分(9)的输入端(U₂)处看入的空载交流等效电阻值(R_JKS)使其小于从振荡部分(9)的输入端(U₂)处看入的直流等效电阻阻值(R_ZS)并使从该振荡部分(9)的输入端(U₂)处看入的负载交流等效电阻阻值(R_JLS)接近或大于所述直流等效电阻阻值(R_ZS)，使得充电器部分(G)接有负载时的交流电源功率因数COSΦ_负至少为其空载时的交流电源功率因数COSΦ_空的1.2倍。

2.如权利要求1所述的方法，其中，在所述振荡部分(9)的正反馈电路中引入电阻(R₇)，其阻值被调整为使从所述振荡部分(9)的输入端(U₂)处看入的空载交流等效电阻值(R_JKS)小于从该振荡部分(9)的输入端(U₂)处看入的负载交流等效电阻(R_JL)的阻值(R_JLS)。

3.如权利要求2所述的方法，其中，所述振荡部分(9)为变压器反馈式LC振荡电路、电容三点式正弦波振荡电路或电感三点式正弦波振荡电路，所述正反馈电路中的电阻(R₇)和正反馈电路中的耦合电容(C_B发、C₅)串联，串联后的部分的一端与所述振荡电路的线圈(L2，N2，L33)相连，而所述串联后的部分的另一端与该振荡电路的三极管(T)的基极相连，三极管(T)的发射极与直流负反馈电阻(R₆、R_E发)相连，三极管(T)的集电极与所述振荡电路的谐振电容(C₃、C_1发、C_发)相连。

4.如权利要求3所述的方法，其中，当所述振荡部分(9)为变压器反馈式LC振荡电路时，所述正反馈电路中的电阻(R₇)的电阻值分别比LC振荡电路的初级线圈(L₁)铜耗的等效电阻阻值(R_8S)、LC振荡电路的次级线圈(L₂)铜耗的等效电阻阻值(R_9S)、用电器感应部分(10)的线圈(L₃)的铜耗电阻阻值(R_10S)及该振荡部分(9)的三极管发射极输入电阻阻值(r_beS)大至少10倍。

5.一种用于降低待机状态下充电器能耗的充电电路，其包括充电器部分(G)和用电器部分(Y)，充电器部分(G)包括：降压部分(5)、整流部分(7)、滤波部分(8)、振荡部分(9)，来自市电的交流电压顺序地经所述降压部分(5)、整流部分(7)和滤波部分(8)后输出直流电压，该直流电压信号输入振荡部分(9)产生交流信号输出，用电器部分(Y)包括用电器的感应部分(10)和充电部分(11)，

其中，所述振荡部分(9)的正反馈电路中还包括电阻(R₇)，根据P＝U_1SI_1S COSΦ，在交流电源电压有效值U_1S和流入充电器的交流电流有效值I_1S基本不变的情况下，调整该电阻(R₇)的电阻值，使充电器部分(G)接有负载时的交流电源功率因数COSΦ_负至少为其空载时的交流电源功率因数COSΦ_空的1.2倍，以改变充电器的输入功率P，降低待机状态下充电器的能耗。

6.如权利要求5所述的充电电路，其中，所述振荡部分(9)为变压器反馈式LC振荡电路或电容三点式正弦波振荡电路或电感三点式正弦波振荡电路，所述正反馈电路中的电阻(R₇)和正反馈电路中的耦合电容(C_B发、C₅)串联，串联后的部分的一端与所述振荡电路的次级线圈(L2，N2，L33)相连，而所述串联后的部分的另一端与该振荡电路的三极管(T)的基极相连，三极管(T)的发射极与直流负反馈电阻(R₆、R_E发)相连，三极管(T)的集电极与所述振荡电路的谐振电容(C₃、C_1发、C_发)相连。

7.如权利要求6所述的充电电路，其中，当所述振荡部分(9)为变压器反馈式LC振荡电路时，所述正反馈电路中的电阻(R₇)的电阻值分别比LC振荡电路的初级线圈(L₁)铜耗的等效电阻阻值(R_8S)、LC振荡电路的次级线圈(L₂)铜耗的等效电阻阻值(R_9S)、用电器感应部分(10)的线圈(L₃)的铜耗电阻阻值(R_10S)及该振荡电路的三极管发射极输入电阻阻值(r_beS)大至少10倍。

8.如权利要求7所述的充电电路，其中，所述三极管(T)的静态工作点分压电阻中与所述LC振荡电路的初级线圈(L₁)和次级线圈(L₂)的中间抽头相连的电阻(R₄)的阻值(R_4S)至少小于其与该三极管(T)的负反馈电阻(R₆)相连的另一分压电阻(R₅)的阻值(R_5S)的3倍，以使直流静态工作点稳定，其中所述另一分压电阻(R₅)的阻值(R_5S)大于50KΩ。

9.如权利要求7所述的充电电路，其中，所述三极管(T)的静态工作点分压电阻(R₄、R₅)的阻值(R_4S、R_5S)比所述三极管发射极输入电阻(r_be)的阻值(r_beS)大至少10倍。

10.如权利要求7所述的充电电路，其中，所述三极管的负反馈电阻(R₆)的阻值(R_6S)小于1KΩ。

11.一种可降低待机状态下充电器能耗的充电器，其包括充电器壳体、设于充电器壳体中的底座(1)、安装在底座(1)上的充电电路、设于充电器底座(1)中与用电器中负载线圈(4)相对的次级线圈(2)、处于负载线圈(4)和次级线圈(2)之间的导磁棒(3)，其中充电电路包括充电器部分(G)和用电器部分(Y)，充电器部分(G)包括降压部分(5)、整流部分(7)、滤波部分(8)、振荡部分(9)，来自市电的交流电压顺序地经所述降压部分(5)、整流部分(7)和滤波部分(8)后输出直流电压，该直流电压信号输入振荡部分(9)产生交流信号输出，用电器部分(Y)包括用电器的感应部分(10)和充电部分(11),其中,所述振荡部分(9)的正反馈电路中还包括电阻(R₇),根据P＝U_1SI_1S COSΦ，在交流电源电压有效值U_1S和流入充电器的交流电流有效值I_1S基本不变的情况下，调整该电阻(R₇)的电阻值，使充电器部分(G)接有负载时的交流电源功率因数COSΦ_负至少为其空载时的交流电源功率因数COSΦ_空的1.2倍，从而改变充电器的输入功率P。