CN102647824B - Led驱动电路的输出电流分段补偿电路 - Google Patents

Abstract

一种LED驱动电路的输出电流分段补偿电路，当电源电压Vin变化时，通过改变系统的迟滞大小来补偿输出电流的平均值Iout_avg的变化，改变系统的迟滞大小可以通过改变迟滞上限和/或迟滞下限的方式实现。通过调整分段补偿电阻的数量和电压分段比较器的数量来实现迟滞上限和/或迟滞下限的调整。通过提高输出电流的精度，本发明增加了LED的寿命。

Description

LED驱动电路的输出电流分段补偿电路

技术领域

本发明涉及一种LED驱动电路的输出电流分段补偿电路。

背景技术

目前，迟滞控制模式的LED驱动电路因其控制结构简单、芯片成本低、所需外围元器件少在LED驱动电路中被广泛采用。

图1为采用迟滞控制模式的LED驱动电路的部分结构图，包括电流检测与放大模块、比较模块、驱动模块和开关模块。

上述迟滞控制模式的LED驱动电路由于内部电流检测与放大模块的速度有限造成的延时、比较器的上升和下降延时以及内部逻辑与驱动延时的影响，迟滞控制模式的LED驱动电路的输出电流的平均值Iout_avg会受到输入电压Vin和外接LED输出电压Vout的变化的影响而发生变化，使得迟滞控制模式的LED驱动电路的输出电流精度较低。采用图1所示迟滞控制模式的LED驱动电路，在输入电压6V到40V范围变化时，输出电流的平均值Iout_avg会有超过5%的变化，使得输出电流精度较低、影响芯片良率。特别是当输入电压Vin变化较大的应用情况时，会使输出电流的平均值Iout_avg有较大的变化，当超过LED的额定电流时会降低LED的寿命。

图2所示的迟滞控制模式的LED驱动电路的工作原理如下：

系统上电后，M1、M2初始状态为关闭，内部的电源、基准电压与偏置电流建立，A1、A2、A3开始正常工作。电流检测与放大模块的输出电压V1为                                               ，电流检测电阻Rsns上的电压等于输出电流Iout与电流检测电阻Rsns之积，即。系统初始状态LED负载电流为0A，所以电流检测与放大模块的输出电压V1电压为0V。因此比较模块A2输出高电平，经过驱动模块A3，使开关模块中M1、M2导通。M1、M2导通后，电流检测与放大模块的输出电压V1跳变为，输入电压Vin经过电流检测电阻Rsns，LED负载，电感L1，M1到地gnd产生通路，输出电流Iout从0A逐渐增大。

当电流检测与放大模块的输出电压V1上升到基准电压Vref时，比较模块A2输出变为低电平，经过驱动模块A3，使开关模块中M1、M2关闭。此时，对应输出电流Iout为。M1、M2关闭后，电流检测与放大模块的输出电压V1跳变为，输入电压Vin经过外围电路模块中的电流检测电阻Rsns，LED负载，电感L1，M1到地gnd的通路关闭，电感L1中的能量通过二极管D1，电阻Rsns，LED负载和电感L1组成的回路释放，输出电流Iout从逐渐减小。

当电流检测与放大模块的输出电压V1下降到基准电压Vref时，比较模块A2输出变为高电平，经过驱动模块A3，使开关模块中M1、M2导通。此时，对应输出电流Iout为。M1、M2导通后，电流检测与放大模块的输出电压V1跳变为，输入电压Vin经过电流检测电阻Rsns，LED负载，电感L1，M1到地gnd产生通路，输出电流Iout从逐渐增大。

迟滞控制模式的LED驱动电路自动循环上述过程，实现对LED负载的迟滞控制。

上述迟滞控制模式的LED驱动电路的缺点在于：由于内部电流检测与放大模块的速度有限造成的延时、比较器的上升和下降延时以及内部逻辑与驱动延时的影响，迟滞控制模式的LED驱动电路的输出电流的平均值Iout_avg会受到输入电压Vin和外接LED输出电压Vout的变化的影响而发生变化，使得迟滞控制模式的LED驱动电路的输出电流精度较低。

具体分析如下：

不考虑延时情况下，如图3虚线部分所示。输出电流Iout的理论峰值和谷值如下：

                                                               （1）

                                                          （2）

输出电流的理论平均值Iout_avg_ideal为：

                                  （3）

考虑延时情况下，如图3实线部分所示。图中Tdly_rise为电流上升延时时间，Tdly_fall为电流下降延时时间，Idly_rise为电流上升延时时间造成的电流变化量，Idly_fall为电流下降延时时间造成的电流变化量。输出电流Iout的实际峰值和谷值如下：

                                      （4）

                                         （5）

输出电流的实际平均值Iout_avg为：

                                                （6）

可以得到，由于电流上升、下降延时时间造成输出电流的实际平均值Iout_avg的变化量为：

                               （7）

公式（6）（7）表明，输出电流的平均值Iout_avg受到电源电压Vin和输出电压Vout的影响。

实际测试表明：在输入电压6V到40V范围变化时，输出电流的平均值Iout会有超过5%的变化，使得输出电流精度较低、影响芯片良率。特别是当输入电压Vin变化较大的应用情况时，会使输出电流的平均值Iout_avg有较大的变化，当超过LED的额定电流时会降低LED的寿命。

发明内容

本发明提供的一种LED驱动电路的输出电流分段补偿电路，当电源电压Vin变化时，通过改变系统的迟滞大小来补偿输出电流的平均值Iout_avg的变化。

为了达到上述目的，本发明提供一种LED驱动电路的输出电流分段补偿电路，该电路包含电路连接的电流检测与放大模块、比较模块、驱动模块、开关模块和LED驱动电路的外围电路模块；

所述的比较模块包括第二比较器；

所述的驱动模块包括驱动电路；

所述的开关模块包括电路连接的第一功率管和第二开关管；

所述的LED驱动电路的外围电路模块包括电路连接的电流检测电阻，负载LED灯，第一电感和第一二极管；

其特点在于，所述的LED驱动电路的输出电流分段补偿电路还包含与上述模块电路连接的电源电压检测模块和电流补偿控制模块；

所述的电流检测与放大模块包括电路连接的零号电阻、一号电阻、第一放大器、三极管、第二电阻模块、以及第四电阻模块；

所述的电源电压检测模块包括电路连接的第一电源电压检测电阻和第二电源电压检测；

所述的电流补偿控制模块包括电路连接的电压分段比较器模块、以及节点信号控制模块；

所述的LED驱动电路的输出电流分段补偿电路通过改变迟滞上限和/或迟滞下限的方式改变系统的迟滞大小，以补偿输出电流的平均值的变化；

当采用改变迟滞下限方式时，所述的电流检测与放大模块中的第二电阻模块采用第二电阻，第四电阻模块包含若干串联的分段补偿电阻，所述的电流补偿控制模块中的电压分段比较器模块包含若干并联的电压分段比较器，第二电阻与第四电阻模块之间的电压节点连接到开关模块中的第二开关管的电压点，节点信号控制模块将第四电阻模块包含的分段补偿电阻之间的电压节点分别连接到接地端；

当采用改变迟滞上限方式时，所述的电流检测与放大模块中的第二电阻模块包含若干串联的分段补偿电阻，第四电阻模块采用第四电阻，所述的电流补偿控制模块中的电压分段比较器模块包含若干并联的电压分段比较器，节点信号控制模块将第二电阻模块包含的分段补偿电阻与第四电阻之间的电压节点分别连接到开关模块中的第二开关管的电压点；

当采用同时改变迟滞下限方式和迟滞上限方式时，所述的电流检测与放大模块中的第二电阻模块包含若干串联的分段补偿电阻，第四电阻模块采用第四电阻，所述的电流补偿控制模块中的电压分段比较器模块包含若干并联的电压分段比较器，第二电阻模块与第四电阻之间的电压节点连接到开关模块中的第二开关管的电压点，节点信号控制模块将第二电阻模块包含的分段补偿电阻之间的电压节点分别连接到比较模块中的第二比较器的电压点；

所述的分段补偿电阻的数量N根据电源电压范围和输出电流精度来选择，

                                                         （35）

其中，为输出电流变化量，为要求的输出电流变化量；

电压分段比较器的数量M=N-1；

例如：如果不进行补偿，电源电压Vin从10V到40V变化，输出电流变化量为50mA，我们的精度要求为电源电压Vin从10V到40V变化输出电流变化量为10mA以内，则分段补偿电路分段的数量N应满足：

                                               （35）

以改变迟滞下限方式，分段补偿电路分段的数量N取6为例，第四电阻R4被分成R401、R412、R423、R434、R445和R456六部分，使用五个电压分段比较器A01、A12、A23、A34、A45和A56将电源电压Vin从10V到40V分成相同间隔或不同间隔的6个区段，从而实现电源电压Vin从10V到40V变化输出电流变化量为10mA以内的电流精度要求。

本发明通过改变系统的迟滞大小来补偿输出电流的平均值的变化，增加了LED的寿命。

附图说明

图1是采用迟滞控制模式的LED驱动电路的部分结构图；

图2是采用迟滞控制模式的LED驱动电路的部分电路同外围电路模块相连的系统结构图；

图3是采用迟滞控制模式的LED驱动电路的输出电流Iout的理论和实际波形；

图4是采用改变迟滞下限方式实现输出电流分段补偿电路的迟滞控制模式的LED驱动电路的电路结构图；

图5是采用改变迟滞下限方式实现LED驱动电路的输出电流分段补偿电路的输出电流Iout的峰值Iout_maxl和谷值Iout_minl随输入电压Vin变化的曲线；

图6是采用改变迟滞上限方式实现输出电流分段补偿电路的迟滞控制模式的LED驱动电路的电路结构图；

图7是采用改变迟滞上限方式实现LED驱动电路的输出电流分段补偿电路的输出电流Iout的峰值Iout_max和谷值Iout_min随输入电压Vin变化的曲线；

图8是采用同时改变迟滞上限和下限方式实现输出电流分段补偿电路的迟滞控制模式的LED驱动电路的电路结构图；

图9是采用同时改变迟滞上限和下限方式实现LED驱动电路的输出电流分段补偿电路的输出电流Iout的峰值Iout_max和谷值Iout_min随输入电压Vin变化的曲线。

具体实施方式

以下根据图4～图9，具体说明本发明的较佳实施例。

LED驱动电路的输出电流分段补偿电路的基本原理思想是：当电源电压Vin变化时，通过改变系统的迟滞大小来补偿输出电流的平均值Iout_avg的变化。

改变系统的迟滞大小可以通过改变迟滞上限和/或迟滞下限的方式实现。

如图4所示，是采用改变迟滞下限方式实现输出电流分段补偿，以成四段的分段补偿为例，该LED驱动电路的输出电流分段补偿电路包含电路连接的电流检测与放大模块11、比较模块12、驱动模块13、开关模块14、电源电压检测模块15、电流补偿控制模块16和LED驱动电路的外围电路模块17。

所述的电流检测与放大模块11包括电路连接的电阻R0、R1、R2、R401、R412、R423和R434，放大器A1以及三极管M3；所述的比较模块12包括比较器A2；所述的驱动模块13包括驱动电路A3；所述的开关模块14包括电路连接的功率管M1和开关管M2；所述的电源电压检测模块15包括电路连接的电阻Rin1和Rin2；所述的电流补偿控制模块16包括电路连接的电压分段比较器A01、A12和A23以及开关管M01、M12和M23；所述的LED驱动电路的外围电路模块17包括电路连接的电流检测电阻Rsns，负载LED灯，电感L1和二极管D1；

采用改变迟滞下限方式的LED驱动电路的输出电流分段补偿电路的原理如下：

以成四段的分段补偿为例，如图4所示，电阻R4被分成R401、R412、R423和R434四部分，电阻R412、R423、R434的节点V401、V412、V423可以通过开关M01、M12和M23旁路到地。

电源电压Vin通过电源电压检测电阻Rvin1和Rvin2分压产生电源检测电压Vin_sns，大小为。

电源检测电压Vin_sns和电压分段比较器进行比较。电压分段比较器为迟滞比较器，防止电源电压的波动对比较器输出的影响。当电源检测电压Vin_sns低于对应的基准电压Vrefxx时，电压分段比较器Axx的输出Vxx变为高电平，对应的开关Mxx导通，将节点V4xx和地短接，使迟滞下限变高，进而使输出电流的平均值Iout_avg升高来抵消延时产生的电源电压Vin降低造成的输出电流的平均值Iout_avg的降低（xx的取值为01、12或23）；反之，当电源检测电压Vin_sns高于对应的基准电压Vrefxx时，比较器Axx的输出Vxx变为低电平，对应的开关Mxx关闭，将节点V4xx和地不短接，使迟滞下限变低，进而使输出电流的平均值Iout_avg降低来抵消延时产生的电源电压Vin升高造成的输出电流的平均值Iout_avg的升高（xx的取值为01、12或23）。

以电源电压Vin变化范围6V~40V为例，设定电源电压检测电阻Rvin1和Rvin2的比例为7：1。则有：

                                                   （8）

将电源电压Vin分成6V~10V、10V~20V、20V~30V和30V~40V四段，则对应电源检测电压Vin_sns为0.75V~1.25V、1.25V~2.5V、2.5V~3.75V和3.75V~5V四段。基准电压Vref01、Vref12和Vref23分别设定为1.25V、2.5V和3.75V。

以电源电压Vin从10V~20V区段到20V~30V区段变化为例，当电源电压Vin处于10V~20V区段时，电源检测电压Vin_sns为1.25V~2.5V，此时比较器A01的输出V01为低电平，比较器A12、A23的输出V12、V23为高电平。输出电流Iout的实际峰值和谷值如下：

                                 （9）

                          （10）

输出电流的实际平均值Iout_avg为：

                （11）

当电源电压Vin变化到20V~30V区段时，电源检测电压Vin_sns为2.5V~3.75V，此时比较器A01、A12的输出V01、V12为低电平，比较器A23的输出V23为高电平。输出电流Iout的实际峰值和谷值如下：

                               （12）

                        （13）

输出电流的实际平均值Iout_avg为：

        （14）

可以得到输出电流的实际平均值Iout_avg的变化量为：

                      （15）

令等于零，可得：

                                    （16）

当满足公式（16）时，电源电压Vin变化造成的输出电流的实际平均值Iout_avg的变化可以调节到零。对于给定的内部比较电压Vref、电阻R1、电流检测电阻Rsns以及输出电流Iout的实际峰值和谷值Iout_min和Iout_max，具有唯一确定的电阻R4和R2的电阻分配。

对于给定的内部比较电压Vref、电阻R1、电流检测电阻Rsns以及输出电流Iout的实际峰值和谷值Iout_min和Iout_max，具有唯一确定的电阻R401、R412、R423、R434和R2的电阻分配。

例如：Vin12为15V，Vin23为25V，L为47uH，Rsns为0.33欧姆，电流上升延时时间Tdly_rise为90ns，R1为5K欧姆，R2为108K欧姆，R412、R423和R434大小相同，可得R412、R423和R434都为8K欧姆。

如图5所示，采用改变迟滞下限方式，电源电压Vin越大，迟滞下限越低，迟滞越大。当电源电压Vin增加时，迟滞下限变低，使输出电流的平均值Iout_avg降低来抵消延时产生的电源电压Vin增加造成的输出电流的平均值Iout_avg的升高。

如图6所示，是采用改变迟滞上限方式实现输出电流分段补偿，以成四段的分段补偿为例，该LED驱动电路的输出电流分段补偿电路包含电路连接的电流检测与放大模块11、比较模块12、驱动模块13、开关模块14、电源电压检测模块15、电流补偿控制模块16和LED驱动电路的外围电路模块17。

所述的电流检测与放大模块11包括电路连接的电阻R0、R1、R234、R223、R212、R201和R4，放大器A1以及三极管M3；所述的比较模块12包括比较器A2；所述的驱动模块13包括驱动电路A3；所述的开关模块14包括电路连接的功率管M1和开关管M2；所述的电源电压检测模块15包括电路连接的电阻Rin1和Rin2；所述的电流补偿控制模块16包括电路连接的电压分段比较器A01、A12和A23以及多路复用选择器MUX；所述的LED驱动电路的外围电路模块17包括电路连接的电流检测电阻Rsns，负载LED灯，电感L1和二极管D1；

采用改变迟滞上限方式的LED驱动电路的输出电流分段补偿电路的原理如下，以成四段的分段补偿为例，如图6所示，电阻R2被分成R201、R212、R223和R234四部分，节点V201、V212、V223和V4可以通过多路复用选择器MUX选择其中一路和节点V2短接。复用选择器MUX选择的逻辑为：

S0[V01]=0；S1[V12]=0；S2[V23]=0；时D0[V4]和OUT[V2]连通。

S0[V01]=0；S1[V12]=0；S2[V23]=1；时D1[V201]和OUT[V2]连通。

S0[V01]=0；S1[V12]=1；S2[V23]=1；时D2[V212]和OUT[V2]连通。

S0[V01]=1；S1[V12]=1；S2[V23]=1；时D3[V223]和OUT[V2]连通。

电源电压Vin通过电源电压检测电阻Rvin1和Rvin2分压产生电源检测电压Vin_sns，大小为。

电源检测电压Vin_sns和电压分段比较器进行比较。电压分段比较器为迟滞比较器，防止电源电压的波动对比较器输出的影响。当电源检测电压Vin_sns低于对应的基准电压Vrefxx时，比较器Axx的输出Vxx变为高电平，多路复用选择器MUX输出改变，将相应节点和V2短接，使迟滞上限变高，进而使输出电流的平均值Iout_avg升高来抵消延时产生的电源电压Vin降低造成的输出电流的平均值Iout_avg的降低（xx的取值为01、12或23）；反之，当电源检测电压Vin_sns高于对应的基准电压Vrefxx时，比较器Axx的输出Vxx变为低电平，多路复用选择器MUX输出改变，将相应节点和V2短接，使迟滞上限变低，进而使输出电流的平均值Iout_avg降低来抵消延时产生的电源电压Vin升高造成的输出电流的平均值Iout_avg的升高（xx的取值为01、12或23）。

以电源电压Vin变化范围6V~40V为例，设定电源电压检测电阻Rvin1和Rvin2的比例为7：1。则有：

                                                       （17）

将电源电压Vin分成6V~10V、10V~20V、20V~30V和30V~40V四段，则对应电源检测电压Vin_sns为0.75V~1.25V、1.25V~2.5V、2.5V~3.75V和3.75V~5V四段。基准电压Vref01、Vref12和Vref23分别设定为1.25V、2.5V和3.75V。

以电源电压Vin从10V~20V区段到20V~30V区段变化为例，当电源电压Vin处于10V~20V区段时，电源检测电压Vin_sns为1.25V~2.5V，此时比较器A01的输出V01为低电平，比较器A12、A23的输出V12、V23为高电平。输出电流Iout的实际峰值和谷值如下：

             （18）

        （19）

输出电流的实际平均值Iout_avg为：

          （20）

当电源电压Vin变化到20V~30V区段时，电源检测电压Vin_sns为2.5V~3.75V，此时比较器A01、A12的输出V01、V12为低电平，比较器A23的输出V23为高电平。输出电流Iout的实际峰值和谷值如下：

                 （21）

               （22）

输出电流的实际平均值Iout_avg为：

        （23）

可以得到输出电流的实际平均值Iout_avg的变化量为：

                            （24）

令等于零，可得：

                                       （25）

当满足公式（25）时，电源电压Vin变化造成的输出电流的实际平均值Iout_avg的变化可以调节到零。对于给定的内部比较电压Vref、电阻R1、电流检测电阻Rsns以及输出电流Iout的实际峰值和谷值Iout_min和Iout_max，具有唯一确定的电阻R4和R201、R212、R223、R234的电阻分配。

如图7所示，采用改变迟滞上限方式，电源电压Vin越大，迟滞上限越低，迟滞越小。当电源电压Vin增加时，迟滞上限变低，使输出电流的平均值Iout_avg降低来抵消延时产生的电源电压Vin增加造成的输出电流的平均值Iout_avg的升高。

如图8所示，是采用同时改变迟滞上限和下限方式的方式实现输出电流分段补偿，以成四段的分段补偿为例，该LED驱动电路的输出电流分段补偿电路包含电路连接的电流检测与放大模块11、比较模块12、驱动模块13、开关模块14、电源电压检测模块15、电流补偿控制模块16和LED驱动电路的外围电路模块17。

所述的电流检测与放大模块11包括电路连接的电阻R0、R1、R234、R223、R212、R201和R4，放大器A1以及三极管M3；所述的比较模块12包括比较器A2；所述的驱动模块13包括驱动电路A3；所述的开关模块14包括电路连接的功率管M1和开关管M2；所述的电源电压检测模块15包括电路连接的电阻Rin1和Rin2；所述的电流补偿控制模块16包括电路连接的电压分段比较器A01、A12和A23以及开关管M01、M12和M23；所述的LED驱动电路的外围电路模块17包括电路连接的电流检测电阻Rsns，负载LED灯，电感L1和二极管D1；

采用同时改变迟滞上限和下限方式的LED驱动电路的输出电流分段补偿电路的原理如下，以成四段的分段补偿为例，如图8所示，电阻R2被分成R201、R212、R223和R234四部分，电阻R212、R223、R234可以通过开关M01、M12和M23旁路到V1。

电源电压Vin通过电源电压检测电阻Rvin1和Rvin2分压产生电源检测电压Vin_sns，大小为。

电源检测电压Vin_sns和电压分段比较器进行比较。电压分段比较器为迟滞比较器，防止电源电压的波动对比较器输出的影响。当电源检测电压Vin_sns低于对应的基准电压Vrefxx时，比较器Axx的输出Vxx变为高电平，对应的开关Mxx导通，将节点V2xx和V1短接，使迟滞上限和下限变高，进而使输出电流的平均值Iout_avg升高来抵消延时产生的电源电压Vin降低造成的输出电流的平均值Iout_avg的降低（xx的取值为01、12或23）；反之，当电源检测电压Vin_sns高于对应的基准电压Vrefxx时，比较器Axx的输出Vxx变为低电平，对应的开关Mxx关闭，将节点V2xx和V1不短接，使迟滞上限和下限变低，进而使输出电流的平均值Iout_avg降低来抵消延时产生的电源电压Vin升高造成的输出电流的平均值Iout_avg的升高（xx的取值为01、12或23）。

以电源电压Vin变化范围6V~40V为例，设定电源电压检测电阻Rvin1和Rvin2的比例为7：1。则有：

                                                （26）

将电源电压Vin分成6V~10V、10V~20V、20V~30V和30V~40V四段，则对应电源检测电压Vin_sns为0.75V~1.25V、1.25V~2.5V、2.5V~3.75V和3.75V~5V四段。基准电压Vref01、Vref12和Vref23分别设定为1.25V、2.5V和3.75V。

以电源电压Vin从10V~20V区段到20V~30V区段变化为例，当电源电压Vin处于10V~20V区段时，电源检测电压Vin_sns为1.25V~2.5V，此时比较器A01的输出V01为低电平，比较器A12、A23的输出V12、V23为高电平。输出电流Iout的实际峰值和谷值如下：

              （27）

                             （28）

输出电流的实际平均值Iout_avg为：

            （29）

当电源电压Vin变化到20V~30V区段时，电源检测电压Vin_sns为2.5V~3.75V，此时比较器A01、A12的输出V01、V12为低电平，比较器A23的输出V23为高电平。输出电流Iout的实际峰值和谷值如下：

           （30）

                       （31）

输出电流的实际平均值Iout_avg为：

       （32）

可以得到输出电流的实际平均值Iout_avg的变化量为：

                            （33）

令等于零，可得：

                                   （34）

当系统满足公式（34）时，电源电压Vin变化造成的输出电流的实际平均值Iout_avg的变化可以调节到零。对于给定的内部比较电压Vref、电阻R1、电流检测电阻Rsns以及输出电流Iout的实际峰值和谷值Iout_min和Iout_max，具有唯一确定的电阻R4和R201、R212、R223、R234的电阻分配。

如图9所示，采用同时改变迟滞上限和下限方式，电源电压Vin越大，迟滞上限和迟滞下限越低，迟滞保持不变。当电源电压Vin增加时，迟滞上限和迟滞下限变低，使输出电流的平均值Iout_avg降低来抵消延时产生的电源电压Vin增加造成的输出电流的平均值Iout_avg的升高。

当电流检测电阻Rsns不同时，相应调整第一电感L1的大小，即可对各种输出电流下的电源电压Vin的变化进行补偿。当电流检测电阻Rsns增大时，相应调整第一电感L1等比例增大；反之，当电流检测电阻Rsns减小时，相应调整第一电感L1等比例减小。

尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。任何不超出本发明实质精神范围的发明创造，包括但不限于电源电压检测电路的替换、电流补偿控制电路电阻旁路方式的修改、电流补偿控制的分段数量和分段大小的变更、改变迟滞的方式尤其是改变迟滞上限、改变迟滞下限以及同时改变迟滞上限和下限三种方式的选择、电路局部构造的变更（如利用本领域技术人员所能想到的技术方法替换本发明中的比较器模块、电流检测与放大模块，对M1、M2、M01、M12和M23的连接进行替换等）、对元器件的类型或型号的替换（如将M1、M2、M3、M01、M12和M23替换成三极管等），以及其他非实质性的替换或修改，均落入本发明保护范围之内。

Claims (3)

1.一种LED驱动电路的输出电流分段补偿电路，该电路包含电流检测与放大模块(11)、连接电流检测与放大模块(11)的比较模块(12)、连接比较模块(12)的驱动模块(13)、连接电流检测与放大模块(11)和驱动模块(13)的开关模块(14)，以及连接电流检测与放大模块(11)和开关模块(14)的LED驱动电路的外围电路模块(17)，其特征在于，

所述的LED驱动电路的输出电流分段补偿电路还包含连接电流检测与放大模块(11)、开关模块(14)和外围电路模块(17)的电源电压检测模块(15)，以及连接电流检测与放大模块(11)和电源电压检测模块(15)的电流补偿控制模块(16)；

所述的电流检测与放大模块(11)包含零号电阻(R0)、一号电阻(R1)、第一放大器(A1)、开关管(M3)、第二电阻模块、以及第四电阻模块，零号电阻(R0)连接外围电路模块(17)和第一放大器(A1)的正极输入端，一号电阻(R1)连接外围电路模块(17)和第一放大器(A1)的负极输入端，开关管(M3)的栅极连接第一放大器(A1)的输出端，漏极连接第一放大器(A1)的负极输入端，源极连接第二电阻模块，第四电阻模块与第二电阻模块串联；

所述的比较模块(12)包含第二比较器(A2)；

所述的驱动模块(13)包含驱动电路(A3)；

所述的开关模块(14)包含第一功率管(M1)和第二开关管(M2)，第一功率管(M1)的栅极连接驱动模块(13)，漏极连接外围电路模块(17)，源极接地，第二开关管(M2)的栅极连接的是驱动模块(13)连接第一功率管(M1)栅极的一端，漏极连接电流检测与放大模块(11)，源极接地；

所述的电源电压检测模块(15)包含串联的第一电源电压检测电阻(Rin1)和第二电源电压检测电阻(Rin2)；所述的电流补偿控制模块(16)包含电路连接的电压分段比较器模块、以及节点信号控制模块；

所述的电压分段比较器模块包含若干并联电压分段比较器，即，第一电压分段比较器(A01)、第二电压分段比较器(A12)和第三电压分段比较器(A23)，每个电压分段比较器的负极输入端连接电源电压检测模块(15)的输出，每个电压分段比较器的正极输入端分别连接基准电压；所述的LED驱动电路的外围电路模块(17)包含串联的电流检测电阻(Rsns)、负载LED灯和第一电感(L1)，还包含与所述电流检测电阻(Rsns)、负载LED灯和第一电感(L1)并联的第一二极管(D1)；

所述的LED驱动电路的输出电流分段补偿电路通过改变迟滞上限和/或迟滞下限的方式改变系统的迟滞大小，以补偿输出电流的平均值的变化；

当采用改变迟滞下限方式时，所述的电流检测与放大模块(11)中的第二电阻模块包含第二电阻(R2)，第四电阻模块包含若干串联的分段补偿电阻，即，第一分段补偿电阻(R401)、第二分段补偿电阻(R412)、第三分段补偿电阻(R423)和第四分段补偿电阻(R434)，第二电阻(R2)与第四电阻模块之间的电压节点(V2)连接开关模块(14)中的第二开关管(M2)的漏极，节点信号控制模块包含若干开关管，即，第一开关管(M01)、第十二开关管(M12)和第三开关管(M23)，每个开关管的栅极分别对应连接电压分段比较器模块中的若干并联电压分段比较器的输出端，每个开关管的源极接地，每个开关管的漏极分别对应连接第四电阻模块中若干分段补偿电阻之间的电压节点，即，第一开关管(M01)的漏极连接第一分段补偿电阻(R401)和第二分段补偿电阻(R412)之间的电压节点V401，第十二开关管(M12)的漏极连接第二分段补偿电阻(R412)和第三分段补偿电阻(R423)之间的电压节点V412，第三开关管(M23)的漏极连接第三分段补偿电阻(R423)和第四分段补偿电阻(R434)之间的电压节点V423；

当采用改变迟滞上限方式时，所述的电流检测与放大模块(11)中的第二电阻模块包含若干串联的分段补偿电阻，即，第一分段补偿电阻(R234)、第二分段补偿电阻(R223)、第三分段补偿电阻(R212)和第四分段补偿电阻(R201)，第四电阻模块包含第四电阻(R4)，节点信号控制模块包含多路复用选择器MUX，该多路复用选择器MUX的输入端连接电压分段比较器模块中的若干并联电压分段比较器的输出端、第二电阻模块和第四电阻模块之间的电压节点V4和第二电阻模块中若干分段补偿电阻之间的电压节点，即，连接第一分段补偿电阻(R234)和第二分段补偿电阻(R223)之间的电压节点V223，连接第二分段补偿电阻(R223)和第三分段补偿电阻(R212)之间的电压节点V212，连接第三分段补偿电阻(R212)和第四分段补偿电阻(R201)之间的电压节点V201，该多路复用选择器MUX的输出端连接开关模块(14)中的第二开关管(M2)的漏极；

当采用同时改变迟滞下限方式和迟滞上限方式时，所述的电流检测与放大模块(11)中的第二电阻模块包含若干串联的分段补偿电阻，即，第一分段补偿电阻(R201)、第二分段补偿电阻(R212)、第三分段补偿电阻(R223)和第四分段补偿电阻(R234)，第四电阻模块包含第四电阻(R4)，第二电阻模块与第四电阻之间的电压节点(V4)连接到开关模块(14)中的第二开关管(M2)的漏极，节点信号控制模块包含若干开关管，即，第一开关管(M01)、第十二开关管(M12)和第三开关管(M23)，每个开关管的栅极分别对应连接电压分段比较器模块中的若干并联电压分段比较器的输出端，每个开关管的漏极连接比较模块(12)的输入端V1，每个开关管的源极分别对应连接第四电阻模块中若干分段补偿电阻之间的电压节点，即，第一开关管(M01)的源极连接第一分段补偿电阻(R201)和第二分段补偿电阻(R212)之间的电压节点V201，第十二开关管(M12)的源极连接第二分段补偿电阻(R212)和第三分段补偿电阻(R223)之间的电压节点V212，第三开关管(M23)的源极连接第三分段补偿电阻(R223)和第四分段补偿电阻(R234)之间的电压节点V223。

2.如权利要求1所述的LED驱动电路的输出电流分段补偿电路，其特征在于，所述的分段补偿电阻的数量N根据电源电压范围和输出电流精度来选择，

$N\≥\frac{\mathrm{\ΔIout}\_\mathrm{av}}{\mathrm{\ΔIout}\_\mathrm{av}\_\mathrm{object}}---\left(35\right)$

其中，ΔIout_av为输出电流变化量，ΔIout_av_object为要求的输出电流变化量。

3.如权利要求2所述的LED驱动电路的输出电流分段补偿电路，其特征在于，电压分段比较器的数量M＝N-1。