CN102625437B - 同步信号检测方法及终端 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种同步信号检测方法及终端，其中方法包括：终端对接收的来自基站的数据帧进行FFT变换，得到频域数据；将频域数据与预设的频域PSCH序列进行频域相关运算，得到相关序列；确定相关序列中的最大值；根据最大值所处相关序列中的位置确定所述终端接收的数据帧中PSCH信号的起始时间位置，得到同步信号检测结果，其中预设的频域PSCH序列可以为本地存储的时域PSCH序列经过预设频偏的补偿处理后经FFT变换得到。本发明通过将相关运算从时域转移到频域，同时在处理预设频偏时，把频偏校正转移到对本地存储的PSCH序列进行处理，用频偏补偿后的PSCH序列与接收信号做频域相关运算，减少了频偏补偿处理次数，提高同步信号检测的实现效率，降低系统成本。

Description

同步信号检测方法及终端

技术领域

本发明涉及移动通信技术领域，尤其涉及下行同步信号检测方法及终端。

背景技术

在无线通信系统中，无线通信设备的初始任务是识别和捕获从小区发射的信号，另一主要任务是搜索小区以确定哪个小区最适于与之建立通信。同步信号被提供用来初始信号捕获和小区搜索。例如在LTE(Long TermEvolution，长期演进)通信系统中，设计了主同步信道(PSCH)用来辅助移动终端进行小区搜索。LTE共定义了3个可能的PSCH序列，对每个小区来说，使用一个固定的PSCH序列在固定的时间和频率处周期性地发送，作为小区搜索的重要一步，终端需要检测出PSCH的时间位置以及使用的具体PSCH序列。

现有技术中，采用将本地存储的3个PSCH原始序列分别与接收信号做相关运算，选取一段时间内相关值最大的PSCH序列和时间位置作为检测结果，在相关运算时，由于接收信号中的PSCH序列与终端中预先存储的几个PSCH序列中的一个相同，终端选用预先存储的几个PSCH序列，比如PSCH0、PSCH1、PSCH2分别与接收数据作相关运算，分别得到相关值序列CH0、CH1、CH2。由于PSCH信号是周期性发送，为了提高检测成功率，可以在多个周期内分别做相关运算，把多个周期的相关结果进行合并。

由于在小区初搜时，终端和基站的晶振频率可能存在较大误差，从而导致终端的频率与基站的频率存在较大的频率偏移。LTE中的PSCH序列采用的是zadoff-chu序列，当存在较大频偏时，PSCH相关检测时容易出现错误，为了克服这一缺点，现有技术把频偏划分成若干个小的频偏范围。比如一般认为LTE最大初始频偏不超过15kHz，频偏范围在3kHz以内时会对PSCH检测的性能影响较小，则可以预设频偏值0、±6kHz和±12kHz，然后分别对该5个预设频偏进行校正，对校正后的每路信号再进行PSCH检测，以避免初始大频偏对PSCH检测性能的影响。

但是，现有技术检测同步信号的方法存在以下缺陷：

1、相关运算的复杂度正比于PSCH序列的长度，计算复杂度高；考虑到多天线接收、多种预设频偏，导致所需的总计算量较大；

2、对接收信号做频偏预补偿需要存储多路信号，增加存储需求；

3、对每一种预设频偏都要做频偏预补偿，增加计算量；

4、由于频偏补偿通常采用Cordic算法实现，则需要增加硬件单元；如果直接计算正弦值、余弦值并补偿频偏，则因正弦值、余弦值的计算较复杂，需要较高的计算量。

发明内容

本发明的主要目的在于提供一种高效的同步信号检测方法及终端。

为了达到上述目的，本发明提出一种同步信号检测方法，包括：

终端对接收的来自基站的数据帧进行快速傅立叶变换FFT变换，得到频域数据；

将所述频域数据与预设的频域主同步信道PSCH序列进行频域相关运算，得到相关序列；

确定所述相关序列中的最大值；

根据所述最大值所处相关序列中的位置确定所述终端接收的数据帧中PSCH信号的起始时间位置，得到同步信号检测结果。

优选地，所述终端进行FFT变换的数据帧的长度为分段式的预定长度。

优选地，所述将频域数据与预设的频域PSCH序列进行频域相关运算，得到相关序列的步骤包括：

终端将所述频域数据与预设的频域PSCH序列对应的频域数据进行点乘，得到点乘结果；

将点乘结果进行快速傅立叶逆变换IFFT变换，得到时域数据；

对所述时域数据进行重叠处理，得到重叠处理结果；

对所述重叠处理结果进行取模或取模平方运算，得到相关度量序列。

优选地，对时域数据的重叠处理方式包括重叠累加或者重叠保留。

优选地，所述终端对接收的来自基站的数据帧进行FFT变换的步骤之前还包括：

对本地存储的时域PSCH序列进行FFT变换，得到预设的频域PSCH序列。

优选地，所述对本地存储的时域PSCH序列进行FFT变换，得到预设的频域PSCH序列的步骤之前还包括：

对本地存储的时域PSCH序列进行预设频偏的频偏补偿，得到频偏补偿后的时域PSCH序列。

本发明还提出一种同步信号检测终端，包括：

FFT模块，用于对接收的来自基站的数据帧进行FFT变换，得到频域数据；

相关运算模块，用于将所述频域数据与预设的频域PSCH序列进行频域相关运算，得到相关序列；

最大值确定模块，用于确定所述相关序列中的最大值；

检测结果获取模块，用于根据所述最大值所处相关序列中的位置确定所述终端接收的数据帧中PSCH信号的起始时间位置，得到同步信号检测结果。

优选地，所述终端进行FFT变换的数据帧的长度为分段式的预定长度。

优选地，所述相关运算模块包括：

乘法单元，用于将所述频域数据与预设的频域PSCH序列对应的频域数据进行点乘，得到点乘结果；

IFFT单元，用于将点乘结果进行IFFT变换，得到时域数据；

重叠处理单元，用于对所述时域数据进行重叠处理，得到重叠处理结果；

取模单元，用于对所述重叠处理结果进行取模或取模平方运算，得到相关度量序列。

优选地，对时域数据的重叠处理方式包括重叠累加或者重叠保留。优选地，所述FFT模块还用于对本地存储的时域PSCH序列进行FFT变换，得到预设的频域PSCH序列。

优选地，所述终端还包括：

频偏补偿模块，用于对本地存储的时域PSCH序列进行预设频偏的频偏补偿，得到频偏补偿后的时域PSCH序列。

本发明提出的一种同步信号检测方法及终端，通过将相关运算从时域转移到频域，同时在处理预设频偏时，把频偏校正转移到对本地存储的PSCH序列进行，用频偏补偿后的PSCH序列与接收信号做频域相关运算，使得频偏补偿的过程只需在开始时对本地存储的PSCH序列做频偏补偿处理一次，而无需总是针对接收信号进行频偏补偿操作，节省了计算量，同时也节省了多种预设频偏时的信号存储；且计算的长度为PSCH序列的长度，避免了现有技术中频偏补偿处理的长度等于接收信号的长度而造成运算复杂的缺陷，大大提高同步信号检测的实现效率，并可复用现有处理器的硬件资源，减少芯片面积进而降低系统成本。

附图说明

图1是本发明同步信号检测方法一实施例流程示意图；

图2是本发明同步信号检测方法一实施例中将频域数据与预设的频域PSCH序列进行频域相关运算，得到相关序列的流程示意图；

图3a是本发明同步信号检测方法一实施例中一种重叠处理方式示意图；

图3b是本发明同步信号检测方法一实施例中另一种重叠处理方式示意图；

图4是本发明同步信号检测方法另一实施例流程示意图；

图5是本发明同步信号检测终端一实施例结构示意图；

图6是本发明同步信号检测终端一实施例中相关运算模块的结构示意图；

图7是本发明同步信号检测终端另一实施例结构示意图。

为了使本发明的技术方案更加清楚、明了，下面将结合附图作进一步详述。

具体实施方式

本发明实施例解决方案主要是将相关运算从时域转移到频域，同时在处理预设频偏时，把频偏校正转移到对本地存储的PSCH序列进行，用频偏补偿后的PSCH序列与接收信号做频域相关运算，以提高同步信号检测的实现效率。

如图1所示，本发明一实施例提出一种同步信号检测方法，包括：

步骤S101，终端对接收的来自基站的数据帧进行FFT变换，得到频域数据；

为了检测基站的发射信号中PSCH信号对应的PSCH序列的起始时间位置，实现同步信号检测，本实施例终端将相关运算从时域转移到频域，为了实现对接收的数据帧的频域相关运算，终端首先接收基站的发射信号，并对接收的发射信号中的数据帧进行FFT(Fast Fourier Transformation，快速傅立叶变换)变换，得到频域数据。

具体地，终端首先对接收到的数据帧进行分段，分段为预定长度M，之后对每段数据帧分别进行FFT变换及后续相关运算处理等。

步骤S102，将频域数据与预设的频域PSCH序列进行频域相关运算，得到相关序列；

其中，预设的频域PSCH序列由终端本地存储，终端可以将预设的时域PSCH序列经过FFT变换后得到频域PSCH序列，本地存储的时域PSCH序列可以预设为若干个，由于基站发射的PSCH信号中的时域PSCH序列与终端本地预先存储的预定数量的时域PSCH序列中的一个相同，终端需要将上述本地存储的预定数量的时域PSCH序列与每段接收数据帧作相关运算，因此，首先需要对本地存储的预定数量的时域PSCH序列进行FFT变换，以便将时域的相关运算用频域的乘法运算实现。

在进行FFT变换时，将本地存储的时域PSCH序列添0扩展到N点，并通过FFT变换到频域，得到频域PSCH序列，并存储在本地，其中，N为FFT点数，可根据计算效率和存储需求配置。

上述步骤S101中，分段数据帧的预定长度M不超过N与本地时域PSCH序列的长度之差，具体地，可以将M设为N与本地时域PSCH序列的长度之差，将每一段数据帧添0扩展到N点，并将每N点数据通过FFT变换到频域，得到频域数据。

将得到的频域数据与本地存储的频域PSCH序列进行频域相关运算，得到相关序列。具体频域相关运算过程如图2所示。

步骤S103，确定相关序列中的最大值；

步骤S104，根据最大值所处相关序列中的位置确定终端接收的数据帧中PSCH信号的起始时间位置，得到同步信号检测结果。

上述步骤S103和步骤S104中，搜索相关序列中的最大值，根据最大值搜索结果，确定最大值所对应的时域PSCH序列即为终端接收的半帧数据中PSCH信号的PSCH序列，根据最大值所处接收信号中的位置来确定接收数据帧中PSCH信号的起始时间位置，得到同步信号检测结果。

如图2所示，步骤S102包括：

步骤S1021，终端将频域数据与预设的频域PSCH序列对应的频域数据进行点乘，得到点乘结果；

终端将接收信号的每一段N点频域数据与本地存储的频域PSCH序列对应的N点频域数据相乘，得到点乘结果。

步骤S1022，将点乘结果进行IFFT变换，得到时域数据；

对点乘结果进行IFFT(InverseFastFourierTransform，快速傅立叶逆变换)变换。

步骤S1023，对时域数据进行重叠处理，得到重叠处理结果；

步骤S1024，对重叠处理结果进行取模或取模平方运算，得到相关度量序列。

如图3a以及图3b所示，在本实施例中，对时域数据进行重叠处理可以采用重叠累加或者重叠保留两种方式。如图3a所示，在重叠保留时，在第一段M点数据前补N-M个0，N点IFFT后取后M点作为相关结果，随后每段M点补前段的后N-M点，每次N点IFFT后取后M点作为相关结果。如图3b所示，在重叠累加时，每段取连续N个数，每段从前一段起始的M个数之后取数，将每段IFFT变换结果的前N-M个数据与前一段的后N-M个数据累加，作为前一段数据后N-M个点的相关结果。其中N为频域PSCH序列的FFT点数，M为预定长度。

由于相关度量序列的值体现了信道状态，信道响应是带有相位的复数，在PSCH检测时只关注相关值的强度，因此需要对相关序列的值取模或取模平方。需要说明的是，为了提高同步信号的检测成功率，可以接收多个PSCH周期的信号重复上述步骤，将多个PSCH周期的结果进行合并再用于后续步骤搜索相关序列的最大值的处理。

本实施例通过将相关运算从时域转移到频域，简化了相关运算的复杂度，提高同步信号检测的实现效率，并可复用现有处理器的硬件资源(因为现有处理器中通常都支持高效的FFT实现)，减少芯片面积进而降低系统成本。

如图4所示，本发明另一实施例提出一种同步信号检测方法，包括：

步骤S90，终端对本地存储的时域PSCH序列进行预设频偏的频偏补偿；

步骤S100，对频偏补偿后的时域PSCH序列进行FFT变换，得到预设的频偏补偿后的频域PSCH序列；

步骤S101，对接收的来自基站的数据帧进行FFT变换，得到频域数据；

步骤S102，将频域数据与预设的频域PSCH序列进行频域相关运算，得到相关序列；

步骤S103，确定相关序列中的最大值；

步骤S104，根据最大值所处相关序列中的位置确定终端接收的数据帧中PSCH信号的起始时间位置，得到同步信号检测结果。

本实施例与上述实施例的区别在于，终端根据需要在本地存储有预定数量的时域PSCH序列，比如若不考虑频偏补偿时存储3个时域PSCH序列，考虑m个预设频偏时，存储对应的3m个时域PSCH序列。在对接收数据帧进行频域相关运算之前，对本地存储的时域PSCH序列进行FFT变换，得到频域PSCH序列，而且为了提高同步信号检测的精度，本实施例对频域PSCH序列进行频偏补偿，以频偏补偿后的频域PSCH序列和接收的频域数据进行频域相关运算，使得频偏补偿的过程只需在开始时对PSCH序列做频偏补偿处理一次，而无需采用现有技术中总是针对接收信号进行频偏补偿操作，节省了计算量，同时也节省了多种预设频偏时的信号存储，大大提高同步信号检测的实现效率。

以下详细说明本实施例同步信号检测方法的基本原理：

如前所述，由于在小区初搜时，终端和基站的晶振频率可能存在较大误差，从而导致终端的频率与基站的频率存在较大的频率偏移，当存在较大频偏时，PSCH相关检测时性能急剧下降、容易出现错误，为了克服这一缺点，现有技术把频偏划分成若干个小的频偏范围，比如可以预设频偏值0、±6kHz和±12kHz，然后分别对这5个预设频偏进行校正，对校正后的每路信号再进行PSCH检测，以避免初始大频偏对PSCH检测性能的影响。而这种检测方法中，相关运算的复杂度正比于PSCH序列的长度，其计算复杂度高；多天线接收、多种预设频偏会导致所需的总计算量成倍增加，而且对接收信号做频偏预补偿需要存储多路信号，从而增加存储需求。

针对现有技术中的频偏补偿处理的缺陷，本实施例中，考虑到相关序列的模或模平方为实数，与相位无关，在处理预设频偏时，可以把频偏校正转移到对PSCH序列处理，其原因如下：

$d_i={\left|\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{r}_{i+j}^{\′}{x}_j^{*}\right|}^2$

$={\left|\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\left(r_{i+j}{e}^{-2\mathrm{\π}{f}_o(i+j)}\right)x_j^{*}\right|}^2$

$={\left|\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\left(r_{i+j}{e}^{-2\mathrm{\π}{f}_{o}j}\right)x_j^{*}\right|}^2$

$={\left|\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{r}_{i+j}\left(x_j^{*}{e}^{-2\mathrm{\π}{f}_{o}j}\right)\right|}^2$

其中r为接收信号序列，x为本地存储的PSCH序列。因此，在进行频偏补偿处理时，只需要预先对本地存储的PSCH序列做频偏预补偿，然后用补偿后的PSCH序列与接收信号做相关计算即可，相关值的求取仍然可以用前述的FFT/IFFT方法实现。这里对PSCH序列做频偏预补偿只需在开始时做一次即可，而无需总是针对接收信号进行频偏补偿操作，节省了计算量，也节省了多种预设频偏时的信号存储，且计算的长度为PSCH序列的长度，而现有技术中的频偏补偿处理的长度等于接收信号的长度。

下表详细统计了取不同FFT点数时，不考虑频偏以及预设5种频偏时本发明实施例与现有技术的计算复杂度的比较，其中，计算复杂度以每个接收信号样点所需的复数乘加次数来衡量：

表1(不考虑频偏时的计算复杂度比较)

表2(考虑5种预设频偏时的计算复杂度比较)

根据上表1和表2，对上述计算复杂度作如下分析：

现有技术中，在不考虑频偏时，由于PSCH序列长度为64，相关运算时每个样点每个PSCH序列需要进行64次复数乘法，3个序列共需192次复数乘法；考虑到5种预设频偏时，每个样点所需乘法次数为192*5+5即966次。

在本实施例中，在不考虑频偏时，由于共有3个可能的PSCH序列，因此每一段接收数据共需计算4次FFT/IFFT(一次接收数据FFT、3次IFFT)，3*N次复数相乘，据此可以得到每个接收数据的平均复数乘加计算次数：

$\frac{\frac{N}{2}{\log }_{2}N+3*\frac{N}{2}{\log }_{2}N+3N}{N-64}=\frac{2N{\log }_{2}N+3N}{N-64}$

在考虑到5种预设频偏时，共有15个可能的PSCH序列，因此每一段接收数据共需计算16次FFT/IFFT(一次接收数据、15次IFFT)，15N次复数乘法(取M＝N-64)，据此可以得到每个接收数据的平均复数乘加计算次数：

$\frac{\frac{N}{2}{\log }_{2}N+15*\frac{N}{2}{\log }_{2}N+15N}{N-64}=\frac{8N{\log }_{2}N+15N}{N-64}$

从以上分析可见，本发明大量使用高效的FFT/IFFT，极大地降低了同步信号检测的实现复杂度，以N＝512为例，不考虑频偏和考虑5种预设频偏时，本发明的计算复杂度只有现有技术的约12.7％和10.5％。

现有技术由于计算复杂度较高，通常需要用专门的硬件单元实现；在基于处理器的实现中，通常都会对FFT实现做专门的优化，由于本发明的实现效率很高，采用本发明可以将同步信号检测用软件实现，充分地利用处理器计算资源并提高灵活性；在基于硬件加速器的实现中，通常会包含FFT计算模块(如用于OFDM解调)，采用本发明技术方案可以复用这些硬件资源，从而减少芯片面积进而降低系统成本。

本实施例将相关运算从时域转移到频域，同时在处理预设频偏时，把频偏校正转移到对本地存储的PSCH序列进行，用频偏补偿后的PSCH序列与接收信号做频域相关运算，使得频偏补偿的过程只需在开始时对PSCH序列做频偏补偿处理一次，而无需总是针对接收信号进行频偏补偿操作，节省了计算量，同时也节省了多种预设频偏时的信号存储；且计算的长度为PSCH序列的长度，避免了现有技术中频偏补偿处理的长度等于接收信号的长度而造成运算复杂的缺陷，大大提高同步信号检测的实现效率，并可复用现有处理器的硬件资源，减少芯片面积进而降低系统成本。

如图5所示，本发明一实施例提出一种同步信号检测终端，包括：FFT模块501、相关运算模块502、最大值确定模块503以及检测结果获取模块504，其中：

FFT模块501，用于对接收的来自基站的数据帧进行FFT变换，得到频域数据；

相关运算模块502，用于将频域数据与预设的频域PSCH序列进行频域相关运算，得到相关序列；

最大值确定模块503，用于确定所述相关序列中的最大值；

检测结果获取模块504，用于根据最大值所处相关序列中的位置确定终端接收的数据帧中PSCH信号的起始时间位置，得到同步信号检测结果。

为了检测基站的发射信号中PSCH信号对应的PSCH序列的起始时间位置，实现同步信号检测，本实施例终端将相关运算从时域转移到频域，为了实现对接收的数据帧的频域相关运算，终端首先接收基站的发射信号，并通过FFT模块501对接收的发射信号中的数据帧进行FFT变换，得到频域数据。

具体地，终端首先对接收到的数据帧进行分段，分段为预定长度M，之后对每段数据帧分别进行FFT变换及后续相关运算处理等。

其中，预设的频域PSCH序列由终端本地存储，终端可以将预设的时域PSCH序列经过FFT变换后得到频域PSCH序列，本地存储的时域PSCH序列可以预设为若干个，由于基站发射的PSCH信号中的时域PSCH序列与终端本地预先存储的预定数量的时域PSCH序列中的一个相同，终端需要将上述本地存储的预定数量的时域PSCH序列与每段接收数据帧作相关运算，因此，首先需要对本地存储的预定数量的时域PSCH序列进行FFT变换，以便将时域的相关运算用频域的乘法运算实现。

在进行FFT变换时，将本地存储的时域PSCH序列添0扩展到N点，并通过FFT变换到频域，得到频域PSCH序列，并存储在本地，其中，N为FFT点数，可根据计算效率和存储需求配置。

上述分段数据帧的预定长度M不超过N与本地时域PSCH序列的长度之差，具体地，可以将M设为N与本地时域PSCH序列的长度之差，将每一段数据帧添0扩展到N点，并将每N点数据通过FFT变换到频域，得到频域数据。

之后，相关运算模块502将得到的频域数据与本地存储的频域PSCH序列进行频域相关运算，得到相关序列。然后由最大值确定模块503搜索相关序列中的最大值，根据最大值搜索结果，确定最大值所对应的时域PSCH序列即为终端接收的半帧数据中PSCH信号的PSCH序列，检测结果获取模块504根据最大值所处接收信号中的位置来确定接收数据帧中PSCH信号的起始点的时间位置，得到同步信号检测结果。

如图6所示，相关运算模块502包括：乘法单元5021、IFFT单元5022、重叠处理单元5023以及取模单元5024，其中：

乘法单元5021，用于将频域数据与预设的频域PSCH序列对应的频域数据进行点乘，得到点乘结果；

IFFT单元5022，用于将点乘结果进行IFFT变换，得到时域数据；

重叠处理单元5023，用于对时域数据进行重叠处理，得到重叠处理结果；

取模单元5024，用于对重叠处理结果进行取模或取模平方运算，得到相关度量序列。

在本实施例中，重叠处理单元5023对时域数据的重叠处理方式可以采用重叠累加或者重叠保留两种方式。如图3a所示，在重叠保留时，在第一段M点数据前补N-M个0，N点IFFT后取后M点作为相关结果，随后每段M点补前段的后N-M点，每次N点IFFT后取后M点作为相关结果。如图3b所示，在重叠累加时，每段取连续N个数，每段从前一段起始的M个数之后取数，将每段IFFT变换结果的前N-M个数据与前一段的后N-M个数据累加，作为前一段数据后N-M个点的相关结果。其中N为频域PSCH序列的FFT点数，M为预定长度。

如图7所示，本发明另一实施例提出一种同步信号检测终端，在上述实施例的基础上，该终端还包括：频偏补偿模块500；

频偏补偿模块500，用于对本地存储的时域PSCH序列，进行预设频偏的频偏补偿；

FFT模块501，还用于对频偏补偿后的时域PSCH序列进行FFT变换，得到预设频偏补偿后的频域PSCH序列。

终端根据需要在本地存储有预定数量的时域PSCH序列，比如若不考虑频偏补偿时存储3个时域PSCH序列，考虑m个预设频偏时，存储对应的3m个时域PSCH序列。在对接收数据帧进行频域相关运算之前，通过FFT模块501对本地存储的时域PSCH序列进行FFT变换，得到频域PSCH序列，而且为了提高同步信号检测的精度，本实施例终端还通过频偏补偿模块500对频域PSCH序列进行频偏补偿，以频偏补偿后的频域PSCH序列和接收的频域数据进行频域相关运算，使得频偏补偿的过程只需在开始时对PSCH序列做频偏补偿处理一次，而无需采用现有技术中总是针对接收信号进行频偏补偿操作，节省了计算量，同时也节省了多种预设频偏时的信号存储，大大提高同步信号检测的实现效率。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或流程变换，或直接或间接运用在其它相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (10)

1.一种同步信号检测方法，其特征在于，包括：

终端对接收的来自基站的数据帧进行快速傅立叶变换FFT变换，得到频域数据；

将所述频域数据与预设的频域主同步信道PSCH序列进行频域相关运算，得到相关序列；具体包括：

终端将所述频域数据与预设的频域PSCH序列对应的频域数据进行点乘，得到点乘结果；将点乘结果进行快速傅立叶逆变换IFFT变换，得到时域数据；对所述时域数据进行重叠处理，得到重叠处理结果；对所述重叠处理结果进行取模或取模平方运算，得到相关度量序列；

确定所述相关序列中的最大值；

根据所述最大值所处相关序列中的位置确定所述终端接收的数据帧中PSCH信号的起始时间位置，得到同步信号检测结果。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述终端进行FFT变换的数据帧的长度为分段式的预定长度。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，对时域数据的重叠处理方式包括重叠累加或者重叠保留。

4.根据权利要求1、2或3所述的方法，其特征在于，所述终端对接收的来自基站的数据帧进行FFT变换的步骤之前还包括：

对本地存储的时域PSCH序列进行FFT变换，得到预设的频域PSCH序列。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述对本地存储的时域PSCH序列进行FFT变换，得到预设的频域PSCH序列的步骤之前还包括：

对本地存储的时域PSCH序列进行预设频偏的频偏补偿，得到频偏补偿后的时域PSCH序列。

6.一种同步信号检测终端，其特征在于，包括：

FFT模块，用于对接收的来自基站的数据帧进行FFT变换，得到频域数据；

相关运算模块，用于将所述频域数据与预设的频域PSCH序列进行频域相关运算，得到相关序列；所述相关运算模块包括：

乘法单元，用于将所述频域数据与预设的频域PSCH序列对应的频域数据进行点乘，得到点乘结果；IFFT单元，用于将点乘结果进行IFFT变换，得到时域数据；重叠处理单元，用于对所述时域数据进行重叠处理，得到重叠处理结果；取模单元，用于对所述重叠处理结果进行取模或取模平方运算，得到相关度量序列；

最大值确定模块，用于确定所述相关序列中的最大值；

检测结果获取模块，用于根据所述最大值所处相关序列中的位置确定所述终端接收的数据帧中PSCH信号的起始时间位置，得到同步信号检测结果。

7.根据权利要求6所述的终端，其特征在于，所述终端进行FFT变换的数据帧的长度为分段式的预定长度。

8.根据权利要求6所述的终端，其特征在于，对时域数据的重叠处理方式包括重叠累加或者重叠保留。

9.根据权利要求6、7或8所述的终端，其特征在于，所述FFT模块还用于对本地存储的时域PSCH序列进行FFT变换，得到预设的频域PSCH序列。

10.根据权利要求9所述的终端，其特征在于，所述终端还包括：

频偏补偿模块，用于对本地存储的时域PSCH序列进行预设频偏的频偏补偿，得到频偏补偿后的时域PSCH序列。