CN102624411A - 一种适用于爆炸物探测的低频调谐天线 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于爆炸物探测的低频调谐天线，包括高Q值调谐电路、阻抗匹配电路、振铃信号抑制电路；高Q值调谐电路接收从大功率发射机输出的含有待测样品特征频率的射频脉冲；阻抗匹配电路用于使高Q值调谐电路复阻抗变为50欧姆，相位为0；振铃信号抑制电路作用是：当发射机工作时，电路Q值很高，天线振铃信号抑制电路不起作用。当发射机停止工作以后，电路Q值很低，使天线线圈储存的剩余能量尽快通过天线振铃信号抑制电路消耗掉，从而使发射机关闭到接收机打开的时间变小，在NQR信号接收期间呈现高的电路Q值，以提高对微弱NQR信号的探测灵敏度，即要求在探测过程中谐振电路的Q值由大变小再变大的过程。

Description

一种适用于爆炸物探测的低频调谐天线

技术领域

本发明属于射频电路设计领域，具体的说是一种适用于爆炸物探测的低频调谐天线。

背景技术

基于核四极矩共振(Nuclear Quadrupole Resonance缩写为NQR)爆炸物探测系统由主控计算机、信号发生器、大功率发射机、天线线圈、前置放大器和接收装置组成。

NQR探测过程有以下几步，首先，计算机发送脉冲控制序列给信号发生器，然后信号发生器产生与待测样品特征频率相同的射频脉冲，此脉冲经过大功率发射机放大后发射到天线线圈上，天线线圈向外辐射电磁场，待测爆炸物中的核四极矩不为零的N原子在吸收天线线圈辐射出的能量后产生能级跃迁(假定样品中含有待测物质)。当计算机控制射频脉冲停止工作时，随后待测物质中的N原子由高能态恢复到平衡态，在此过程中释放出包含特征频率的能量，即NQR信号。NQR信号经过前置放大器放大后，通过接收装置进行模数转换等相关处理后，并将结果送给主控计算机进行处理，据此判别样品中是否含有待测爆炸物。其中NQR信号通常可分为自由感应衰减(FID)信号和自旋回波(SE)信号，它们是在不同的激励脉冲序列形式下产生的，后者可以在短时间内使NQR信号的信噪比(SNR)得以改善。

由NQR探测过程可以看出，系统中天线线圈扮演着极其重要的角色，它不仅激发包含待测物质的样品产生NQR的信号，还要接收微弱的NQR信号。

然而，大多数爆炸物质中NQR信号共振频率(待测样品的特征频率)较低(一般在0.5～6MHz范围)。此频段属于射频中的低频段，从理论上讲，天线尺寸为波长一半为最佳利用辐射能量的状态，一般也要求大于四分之一波长，而此频段信号的波长为数十米左右，若按此要求进行设计则天线尺寸至少十米。为了节约成本和减小体积，设计的NQR探测天线采用了一个螺旋线圈加调谐电容构成谐振电路的方式，而待测的物质位于螺旋线圈的中间，可通过接收微弱的NQR信号来实现爆炸物探测，设计的线圈的尺寸远小于信号波长的尺寸。

基于核四极矩共振探测系统中，在对探测样品激励时，希望来自发射机的功率信号能够最大限度地作用到样品上，同时在对微弱NQR信号回波进行接收时则要求探测天线具有较高的灵敏度，因此探测天线一般工作在谐振状态，同时具有较高的Q值以保证较高的天线增益。

探测天线与发射或接收系统连接时，信号传输介质应当视为传输线，根据传输线理论，并考虑功率反射，阻抗匹配等特性，负载匹配是非常重要的一种提高效率的方法。由于在无线电系统中，多采用阻抗为50欧姆的同轴电缆来连接发射电路与天线，这要求使用无源的功率匹配网络将探测天线阻抗转换为50欧姆，然后由同轴电缆无损失的将功率从发射机传送到探测天线电路中。

基于核四极矩共振探测系统工作时，系统中发射机和接收机一般是分时工作的，理论上，针对基于FID信号进行探测的系统来说，发射机停止工作时，接收机马上开始工作，这时候接收到的NQR信号是最强的，但是由于发射机停止工作后，由于天线的Q值较高，而使天线储存了一定的能量，此能量不能及时释放，从而形成了衰减的振荡，即天线的振铃拖尾。拖尾振铃的持续时间被称为天线的“死时间”。死时间与系统的Q值成正比。由于被检测样品受激励产生的NQR信号本身很微弱，而天线的振铃拖尾比NQR信号大好几个数量级，完全可以将NQR信号淹没，所以抑制拖尾振铃是能否检测到NQR信号的关键。由于FID信号强度是随时间成指数衰减的(衰减非常快)，在时间轴上越靠前其信号强度越大，为了提高NQR信号的信噪比，尽量将采集NQR信号的采样时间窗提前，即必须减少死时间。

发明内容

针对上述几点要求，本发明提出了一种适用于爆炸物探测的低频调谐天线，以解决在频率较低(0.5～6MHz范围内)条件下，实现对爆炸物样品的有效激励及对极其微弱的NQR信号的探测。

为实现上述目的，本发明提供的基于爆炸物探测的天线包括：

调谐电路：其作用是将电路中的频率调谐到待测物质的特征频率上，以激励待测物质的N原子吸收天线线圈辐射的能量而产生核四极矩共振。其实现电路有两种形式：分流式和分压式调谐电路。

阻抗匹配电路：本发明设计中假定探测系统的信号传输阻抗为50欧姆，为使输出功率最大，设计天线线圈的复阻抗在载频f₀(即待测物质的特征频率)上为50欧姆，相位为0，也就是说使调谐电路在载频上相位为0，阻抗为50欧姆。本发明设计中通过选择阻抗匹配设计中的电容或电感值来实现上述目的。在谐振电路参数确定后，可根据分压式和分流式调谐电路器件的计算公式可以求得阻抗匹配设计的电容、电感值。

天线振铃信号抑制电路(Q值变换电路)：其作用是当发射机工作时，电路Q值很高，天线振铃信号抑制电路不起作用。当发射机停止工作以后，电路Q值很低，使天线线圈储存的剩余能量尽快通过天线振铃信号抑制电路消耗掉，从而使发射机关闭到接收机打开的时间变小，在NQR信号接收期间呈现高的电路Q值，以提高对微弱NQR信号的探测灵敏度，即要求在探测过程中谐振电路的Q值由大变小再变大的过程。

本发明提供了两种形式的低频调谐天线电路：分流式低频调谐天线电路和分压式低频调谐天线电路。假定探测系统的发射功率为P₀，待测物质的特性频率为f₀，系统的特征阻抗为Z₀，天线线圈L内阻为R₀，其电感量为L₀，天线线圈L3内阻为R₃，其电感量为L₃，在匹配条件下有以下结论：

电路中总的等效电阻为：Z＝2Z₀

有效电压为：

最大电源值为：

谐振角频率为：w＝2πf₀

则两种调谐方式下低频探测天线电路参数确定方法如下：

1、分流式谐振探测天线的电路参数确定步骤：

1)参照图1，可确定如下参数：ab两端电压U_ab为：U_ab＝U_m/2，天线线圈L的最大电流I₀为： $I_0=\left|\frac{U_{\mathrm{ab}}}{\mathrm{jw}{L}_0+R_0+\frac{1}{\mathrm{jw}{C}_0}}\right|;$

2)确定电容C₀，其电容值为：

其最大电压值UC0：

$\mathrm{UC}0=\left|\frac{I_0}{\mathrm{jw}{C}_0}\right|;$

3)参照图确定电感L₁，其电感量为：最大电流量IL1为：

$\mathrm{IL}1=I_1=\left|\frac{U_{\mathrm{ab}}}{\mathrm{jw}{L}_1}\right|;$

4)不同工作条件下的电路Q值：

线圈Q值的计算公式：Q＝wL₀/R₀；若变压器匝数比为N，发射机停止工作，而TTL脉冲为高电平时的Q值为：Q＝wN²(R₁+R_sce)C₀，R_sce为三级管饱和导通时集电极和发射极之间的电阻；发射机工作，而TTL脉冲为低电平时电路等效为并联谐振回路，那么其Q值为： $Q=Z_0\sqrt{\frac{C_{\mathrm{eq}1}}{L_1}},$ 其中 $C_{\mathrm{eq}1}=\frac{C_0(1-w^2{C}_0{L}_0)}{{\left(w{C}_0{R}_0\right)}^2+{(w^2{C}_0{L}_0-1)}^2};$

5)确定变压器T₁和电阻R₁，当TTL脉冲为低电平时，振铃信号抑制电路不起作用，但是变压器T₁初级线圈接在了C₀的两端，理论计算及电路仿真结果表明，变压器T₁的初级线圈实际等效电感值L₂大约是天线线圈L电感值L₀500倍以上(L₂≥500L₀)时对于谐振电路的影响可以忽略不计。振铃信号衰减的时间常数τ_r为：τ_r＝2N²(R₁+R_sce)C₀，那么通常“死时间”τ_d为：τ_d≈20τ_r，由探测系统对“死时间”的要求来选择合适的R₁和N；

6)确定直流电源V_CC，电源V_CC的目的是当TTL脉冲为高电平时，使三级管Q₁在整个过程中处于饱和导通状态，可由

来确定V_CC的值，其中Vpp(UC0)为UC0的峰-峰电压值，V_CEP为三级管集电极最小饱和导通偏置电压；

7)确定电阻R₂，电阻R₂的作用是降低电阻R₁的额定功率，而R₁的额定功率为：

V_CES为三极管饱和导通电压，从公式可以看出，由于R₁的电阻值一般较小，R₂需要根据实际情况选取适当的阻值使得R₁的额定功率能够满足实际选用条件；

8)确定电容C₁，当C₁的电抗

(即

)时，其作用对交流信号相当于短路，由此可确定C₁的容值。

2、分压式谐振探测天线的电路参数确定步骤：

1)参照图10，ab两端电压U_ab为：U_ab＝U_m/2，电流I为：I＝U_m/2Z₀；

2)确定电容C₄，其电容值为：

其最大电压UC4为：

$\mathrm{UC}4=\left|\frac{I}{\mathrm{jw}{C}_4}\right|,$

3)确定电容C₂，其电容值为：

经过C₂的最大电流IC2为：IC2＝IL-I，天线线圈L3与C₂构成回路1，由回路1电压总和为0求出天线线圈L3最大电流IL为： $\mathrm{IL}=\left|\frac{I}{\mathrm{jw}{C}_2{R}_3-w^2{C}_2{L}_3+1}\right|,$ C₂的最大电压UC2为： $\mathrm{UC}2=\left|\frac{\mathrm{IC}2}{\mathrm{jw}{C}_2}\right|;$

4)不同工作条件下的电路Q值：

线圈Q′值的计算公式：Q′＝wL₃/R₃；若变压器匝数比为N′，发射机停止工作，而TTL脉冲为高电平时的Q′值为：Q′＝wN′²(R₄+R_sce)C₂，R_sce为三级管饱和导通时集电极和发射极之间的电阻；发射机工作，而TTL脉冲为低电平时电路等效为串联谐振回路，那么其Q′值为： $Q^{\′}=\frac{1}{Z_0}\sqrt{\frac{L_{\mathrm{eq}2}}{C_4}},$ 其中 $L_{\mathrm{eq}2}=\frac{L_3}{1-w^2{L}_3{C}_2};$

5)确定变压器T₂和电阻R₄，当TTL脉冲为低电平时，振铃抑制电路不起作用，但是变压器T₂初级线圈接在了C₂的两端，理论计算及电路仿真结果表明，变压器T₂的初级线圈实际等效电感值L₂′大约是天线线圈L3电感值L₃的500倍以上(L′₂≥500L₃)时对于谐振电路的影响可以忽略不计。振铃信号衰减的时间常数τ_r为：τ_r′＝2N′²(R₄+R_sce)C₂，那么“死时间”τ_d′为：τ_d′≈20τ_r′，由探测系统对“死时间”的要求来选择合适的R₄和N′；

6)确定直流电源V_dd，电源V_dd的目的是当TTL脉冲为高电平时，使三级管Q₂在整个过程中处于饱和导通状态，可由

来确定V_dd的值，其中Vpp(UC2)为UC2的峰-峰电压值，V_CEP为三级管Q₂集电极最小饱和导通偏置电压；

7)确定电阻R₅，电阻R₅的作用是降低电阻R₄的额定功率，而R₄的额定功率为：V_CES为三极管Q₂的饱和导通电压，从公式可以看出，由于R₄的电阻值一般较小，R₅需要根据实际情况选取适当的阻值使得R₄的额定功率能够满足实际选用条件；

8)确定电容C₃，当C₃的电抗

(即)时，其作用对交流信号相当于短路，由此确定C₃的容值。

附图说明

图1是分流式调谐天线电路框图；

图2是分流式谐振匹配电路图；

图3是分流式谐振匹配电路并联等效电路图；

图4是分流式调谐电路阻抗匹配仿真电路图；

图5是分流式调谐电路阻抗匹配仿真结果示意图；

图6是发射机工作时分流式调谐天线仿真电路图；

图7是分流式调谐天线仿真电路图；

图8是有振铃信号抑制电路时分流式射频脉冲波形图；

图9是无振铃信号抑制电路时分流式射频脉冲波形图；

图10是分压式调谐天线电路框图；

图11是分压式谐振匹配电路图；

图12是分压式谐振匹配电路串联等效电路图；

图13是分压式调谐电路阻抗匹配仿真电路图；

图14是分压式调谐电路阻抗匹配仿真结果示意图；

图15是发射机工作时分压式调谐天线仿真电路图；

图16是分流式调谐天线仿真电路图；

图17是有振铃信号抑制电路时分压式射频脉冲波形图；

图18是无振铃信号抑制电路时分压式射频脉冲波形图；

具体实施方式

为了方便阐述本发明设计电路参数的确定理论方法和验证本发明设计电路参数的正确性，作如下假定：系统发射功率P₀＝500W、待测物质的特性频率为f₀＝3.410165MHz、探测系统特性阻抗Z₀＝50Ω、则由发射功率为P₀＝500W，匹配情况下系统输出回路总的电阻为Z＝100Ω，那么有效电压为：

最大电压为：

发射机两端电压为320V交流电压。

下面结合附图详细说明本发明的内容、设计原理及验证结果。

实施例1.分流式低频调谐天线电路

参照图1，可调电容C₀、天线线圈L(电阻R₀和线圈L₀串联)构成高Q值调谐电路，线圈L₁即阻抗匹配电路用于使调谐电路复阻抗变为50欧姆，相位为0，变压器T₁、电阻R₁和R₂、电容C₁、直流电源V_CC、三极管Q₁构成振铃信号抑制电路。

此电路的工作原理为：图中TTL脉冲是由计算机编程控制的，在发射阶段，振铃信号抑制电路中的TTL脉冲为低电平，三极管Q₁不导通，高Q值调谐电路接收从大功率发射机输出的含有待测样品特征频率的射频脉冲，变压器次级两端等效于高阻，经大功率发射机输出的射频脉冲的能量几乎全部施加到天线线圈L上；当射频脉冲停止时，振铃信号抑制电路中的TTL脉冲变成高电平，三极管Q₁的集电极和发射极饱和导通，即变压器T₁的次级线圈两端短接，使得初级线圈的感抗迅速降低，而容抗迅速增加，从而使并联于初级线圈两端的LC谐振电路的感抗迅速降低，容抗迅速增加，初级线圈能量通过电阻R₁的消耗最终使谐振电路的Q值迅速降低，从而达到快速降低天线振铃拖尾持续时间的目的；当天线线圈L的振铃拖尾减小到一定数量级时，TTL脉冲重新变为低电平，初级线圈两端的LC谐振电路恢复到高Q值状态，天线线圈L将采集到的具有高信噪比的NQR信号送到前置放大器放大后输出到接收机。

参照图1，本发明还给出电路结构及相应的电路参数设计方法，得出图1中的分流式低频调谐天线电路的相关参数为：天线线圈L的参数为：天线线圈L电感值L₀＝6uH，其内阻为R₀＝0.6Ω，天线线圈L的Q值约为214；L₁＝257.17nH，C₀＝348.28pF，变压器T₁的匝数比N＝10，变压器T₁初级线圈电感值为90mH和内阻约为0.6Ω，R₁＝10Ω，R₂＝1kΩ，C₁＝1uF，V_CC＝400V，TTL脉冲高电平为12V，低电平为0V。

分流式低频调谐天线电路的电路设计原理及步骤分析如下：

步骤1：调谐与阻抗匹配电路中的器件参数的确定原理

①经推导得到分流式谐振匹配电路参数相关公式。参照图2，知ab两端的导纳可表示为(其中L₀为天线线圈L的电感值，R₀为其内耗，此两参数确定)

$g_{\mathrm{ab}}=\frac{1}{\mathrm{jw}{L}_1}+\frac{1}{\mathrm{jw}{L}_0+R_0+\frac{1}{\mathrm{jw}{C}_0}}$

$=\frac{1}{\mathrm{jw}{L}_1}+\frac{w{C}_0}{w{C}_0{R}_0+j(w^2{C}_0{L}_0-1)}$

$=\frac{-j}{w{L}_1}+\frac{w{C}_0(w{C}_0{R}_0-j(w^2{C}_0{L}_0-1))}{{\left(w{C}_0{R}_0\right)}^2+{(w^2{C}_0{L}_0-1)}^2}$

$=-\frac{j}{w{L}_1}+\frac{w^2{C_0}^2{R}_0}{{(w^2{C}_0{L}_0-1)}^2+{\left(w{C}_0{R}_0\right)}^2}-j\frac{w{C}_0(w^2{C}_0{L}_0-1)}{{\left(w{C}_0{R}_0\right)}^2+{(w^2{C}_0{L}_0-1)}^2}---\left(1\right)$

由(1)式可以得到图2的等效电路图如图3，其中：

$C_{\mathrm{eq}1}=\frac{C_0(1-w^2{C}_0{L}_0)}{{\left(w{C}_0{R}_0\right)}^2+{(w^2{C}_0{L}_0-1)}^2}---\left(2\right)$

$R_{\mathrm{eq}1}=\frac{{(w^2{C}_0{L}_0-1)}^2+{\left(w{C}_0{R}_0\right)}^2}{w^2{C_0}^2{R}_0}---\left(3\right)$

由于匹配阻抗为Z₀＝50Ω，即g_ab的实部为

虚部为0，所以有以下的公式：

$Z_0=\frac{{(w^2{C}_0{L}_0-1)}^2+{\left(w{C}_0{R}_0\right)}^2}{w^2{C_0}^2{R}_0}---\left(4\right)$

$\frac{w{C}_0(w^2{C}_0{L}_0-1)}{{\left(w{C}_0{R}_0\right)}^2+{(w^2{C}_0{L}_0-1)}^2}+\frac{1}{w{L}_1}=0---\left(5\right)$

由(4)得：

(wC₀R₀)²+(w²C₀L₀-1)²＝Z₀w²C₀ ²R₀                (6)

两边除以w²C₀ ²得：

$C_0=\frac{1}{w(w{L}_0+\sqrt{Z_0{R}_0-R_0^2})}---\left(7\right)$

由(4)和(5)得：

$L_1=\frac{Z_0{C}_0{R}_0}{(1-w^2{C}_0{L}_0)}---\left(8\right)$

②由(7)和(8)计算出器件参数值，即C₀＝348.28pF，L₁＝257.17nH；

③参照图4，为了验证计算得到的器件参数值是否能使调谐电路匹配到50欧姆，从而得到了仿真结果如图5所示，此电路图仿真用的是ADS软件(Advanced DesignSystem)，图中ml点表示的是在频率为3.410MHZ时电路的复阻抗为50.204Ω，说明推导公式和计算结果是正确的。

④确定谐振匹配电路各器件的耐压耐流值。参照图6，图中线圈L2是在发射机工作和TTL脉冲为低电平时变压器T₁的初级线圈，本设计实例采用电感值为90mH内阻为0.6Ω的线圈L2，图中I_Probe1、IL、IL1、IL2和IC0是用来测支路的电流，电容C0的电压UC0＝UL2＝U-UL，仿真电路得到各器件的最大电流和电压，并用理论值进行对比，得到如下的表1所示。

表1分流式调谐匹配电路各器件的最大电压和电流值

	UL1(V)	UL(KV)	UC0＝UL2(KV)	IL1(A)	IL(A)	IC0(A)	IL2(A)
								理论值	160	3.756	3.92	29.036	29.212	29.212	0
仿真值	159.7	3.751	3.91	28.986	29.176	29.178	0.002

从表1看出，在发射机工作时，图6仿真结果与理论值几乎无区别。由此可以确定选用器件的耐压或耐流值的要求。

步骤2：确定变压器T₁参数

①确定变压器T₁的初级线圈电感值，参照图6，此电路图仿真用的是ADS软件(Advanced Design System)，图中UL1和UL分别为电感L1和天线线圈L的电压，线圈L2为变压器T₁的初级线圈，为了使在发射阶段，图6在频率f₀＝3.410165MHz谐振且阻抗匹配到50Ω，那么得到的结论是线圈L2对图6无影响，所以改变线圈L2仿真得到结果如表2所示。

表2在图6中，改变线圈L2的L与R得到的结果

当图6中无L2(变压器T₁的初级线圈)时UL1＝159.488V，UL＝3.75KV，而由表2可见，当改变线圈L2的参数得到UL和UL1，与无线圈L2时相比，得出当线圈L2的电感值L≥3mH时，图6电路已经工作在谐振附近了，且线圈L2的内阻R对电路无多大影响。说明当线圈L2的电感值为线圈L的500倍以上时变压器T₁的初级线圈对电路的影响可以忽略不计，而其内阻R几乎对电路无影响。

②确定变压器T₁匝数比N、电阻R₁以及直流电源V_CC(这里假定三极管R_sce＝0)。

表3匝数比为1和10的情况下，不同的电阻值R₁与死时间τ_r的关系

匝数比N＝1	R1＝500Ω	R1＝1KΩ	R1＝1.5KΩ	R1＝2KΩ
					匝数比N＝10	R1＝5Ω	R1＝10Ω	R1＝15Ω	R1＝20Ω
死时间τr(us)	6.97	13.93	20.9	27.86

从表3可见，当匝数比N＝1时，R₁由500Ω变到2KΩ时，死时间逐渐变大，变压器T₁初级级线圈最大电压为：UC0＝3.92KV，当匝数比N＝10时，R₁由5Ω变到20Ω时，与匝数比N＝1时的死时间一致，此时变压器T₁次级线圈最大电压为：而V_CES≤1V，所以本次仿真实验中选择匝数比N＝10，R₁＝10Ω，V_CC＝400V。

步骤3：确定振铃信号抑制电路中三极管Q₁，电阻R₂和电容C₁，根据不定式C₁＝1uF，得到C₁≥466.7nF时，C₁对Q值变换电路无影响。本次仿真实验中取R₂＝1kΩ，C₁＝1uF。

步骤4：从表4可见不同工作条件下的电路Q值

表4不同工作条件下的电路Q值

线圈Q值	谐振回路Q值	脉冲为高电平时的Q值
			214.2670	9.1287	7.4624

步骤5：参数确定好后，参照图7，进行振铃拖尾抑制实验，此电路图仿真用的是Multisim软件。图中有两个开关，双掷开关J1的作用是断开与连接发射机的，而开关J2的作用是模拟TTL脉冲，决定三极管的导通与截止，XCS1为示波器，作用是观察天线线圈L上的射频脉冲波形。振铃信号抑制电路起作用得到的仿真波形图参照图8，仿真方法是：

①先将开关J1拨到发射机电源端，而开关J2断开，此时振铃信号抑制电路不起作用；

②当示波器观察到的波形平稳时，暂停仿真，示波器波形运行到标尺1所在位置；

③将开关J1接地，开关J2闭合，此时振铃信号抑制电路起作用，波形运行到标尺2所在位置趋于平衡，从标尺1所在位置到标尺2所在位置所用时间为15.858us，即为死时间。

振铃信号抑制电路不起作用时得到的仿真波形图参照图9，仿真方法中的第1、2步同上所述，第3步是将开关J1接地，开关J2断开，波形运行到标尺2所在位置趋于平衡，从标尺1所在位置到标尺2所在位置所用时间为387.127us。

从图8和图9可见振铃信号抑制电路消除天线振铃拖尾的效果十分明显。使用该电路后每次采集NQR信号的时间窗可以提前约370us。

实施例2分压式低频调谐天线电路

参照图10，可调电容C₂、天线线圈L3(电阻R₃和线圈L₃串联)构成高Q值调谐电路，电容C₄即阻抗匹配电路的目的是使高Q值调谐电路复阻抗变为50欧姆，相位为0，而变压器T₂、电阻R₄和R₅、电容C₃、直流电源V_dd、三极管Q₂构成振铃信号抑制电路。

此电路的工作原理为：TTL脉冲是由计算机编程控制的，在发射阶段，振铃信号抑制电路中TTL脉冲为低电平，三极管Q₂不导通，高Q值调谐电路接收从大功率发射机输出的含有待测样品特征频率的射频脉冲，变压器次级两端等效于高阻，经大功率发射机输出的射频脉冲的能量几乎全部施加到天线线圈L3上；射频脉冲停止时，Q值变换电路中TTL脉冲变成高电平，三极管Q₂的集电极和射集饱和导通，即变压器T₂的次级线圈两端短接，使得初级线圈的感抗迅速降低，而容抗迅速增加，从而使并联于其两端的LC谐振回路的感抗迅速降低，容抗迅速增加，线圈能量通过电阻R₄的消耗最终使高Q值调谐电路的Q值迅速降低，从而达到快速降低天线振铃拖尾持续时间的目的；当天线线圈L3的振铃拖尾减小到一定数量级时，TTL脉冲重新变为低电平，LC谐振回路恢复到高Q值状态，天线线圈L3将采集到的具有高信噪比的NQR信号送到前置放大器放大后输出到接收机。

参照图10，该发明给出电路结构及相应的电路参数设计方法，得出图10的相关参数为：天线线圈L3的参数为：天线线圈L3电感值L₃＝6uH，其内阻为R₃＝0.6Ω。线圈Q’值约为214，C₄＝39.768pF，C₂＝323.26pF，变压器T₂的匝数比N′＝10，变压器T₂初级线圈电感值为90mH和内阻约为0.6Ω，R₄＝10Ω，R₅＝1kΩ，C₃＝1uF，V_dd＝380V，TTL脉冲高电平为12V，低电平为0V，分压式低频调谐天线电路的电路设计原理及步骤分析如下：

步骤1：调谐匹配电路中的器件参数确定原理

①经推导得到分压式谐振匹配电路参数相关公式。参照图11，知ab两端的等效电阻为：(其中L₃为天线线圈L3的电感值，R₃为其内阻，此两参数确定)

$Z_{\mathrm{ab}}=\frac{(R_3+\mathrm{jw}{L}_3)/\mathrm{jw}{C}_2}{R_3+\mathrm{jw}{L}_3+1/\mathrm{jw}{C}_2}+\frac{1}{\mathrm{jw}{C}_4}$

$=\frac{R_3}{{(1-w^2{L}_3{C}_2)}^2+{\left(w{C}_2{R}_3\right)}^2}+\mathrm{jw}\frac{L_3(1-w^2{L}_3{C}_2)-C_2{R_3}^2}{{(1-w^2{L}_3{C}_2)}^2+{\left(w{C}_2{R}_3\right)}^2}+\frac{1}{\mathrm{jw}{C}_4}---\left(9\right)$

由于C₂R₃ ²与(wC₂R₃)²很小可以忽略，所以(9)式可以等价为

$Z_{\mathrm{ab}}=\frac{R_3}{{(1-w^2{L}_3{C}_2)}^2}+\mathrm{jw}\frac{L_3}{(1-w^2{L}_3{C}_2)}+\frac{1}{\mathrm{jw}{C}_4}---\left(10\right)$

由(10)式可以得到图10的等效电路图如图12，其中：

$R_{\mathrm{eq}2}=\frac{R_3}{{(1-w^2{L}_3{C}_2)}^2}---\left(11\right)$

$L_{\mathrm{eq}2}=\frac{L_3}{(1-w^2{L}_3{C}_2)}---\left(12\right)$

由于匹配阻抗为Z₀＝50Ω，即Z_ab的实部为Z₀，虚部为0，所以有以下的公式：

$Z_0=\frac{R_3}{{(1-w^2{L}_3{C}_2)}^2}---\left(13\right)$

$\frac{w{L}_3}{(1-w^2{L}_3{C}_2)}-\frac{1}{w{C}_4}=0---\left(14\right)$

由(13)式得：

$C_2=\frac{1-\sqrt{R_3/Z_0}}{w^2{L}_3}---\left(15\right)$

由(14)、(15)式得：

$C_4=\frac{1-w^2{L}_3{C}_2}{w^2{L}_3}=\frac{\sqrt{R_3/Z_0}}{w^2{L}_3}---\left(16\right)$

②由(11)和(12)计算出器件参数值，即C₂＝323.26pF，C₄＝39.768pF；

③参照图13，为了验证计算得到的器件参数值是否能使调谐电路匹配到50Ω，从而得到了仿真结果如图14所示，此电路图仿真用的是ADS软件(Advanced DesignSystem)，图中ml点表示的是在频率为3.410MHZ时电路的复阻抗为49.974欧姆，说明推导公式和计算结果是正确的。

④确定谐振匹配电路各器件的耐压耐流值。参照图15，图中线圈L4是在发射机工作和TTL脉冲为低电平时变压器T₂的初级线圈，本设计实例采用电感值为90mH内阻为0.6Ω的线圈L4，图中IL3、IL4、IC2和IC4是用来测支路的电流，电容C4的电压UC4＝U1-UC2，天线线圈L3的电压为UL3，仿真电路得到各器件的最大电流和电压，并用理论值进行对比，得到如下的表5所示。

表5分压式调谐匹配电路各器件的最大电压和电流值

	UC4(KV)	UL3＝UC2＝UL4(KV)	IC4(A)	IC2(A)	IL3(A)	IL4(A)
							理论值	3.756	3.753	3.2	25.991	29.191	0
仿真值	3.757	3.755	3.202	26.011	29.208	0.002

从表5看出，在发射机工作时，图15仿真结果与理论值几乎无区别。由此可以确定选用器件的耐压或耐流值的要求。

步骤2：确定变压器T₂参数

①确定变压器T₂的电感值，参照图15，图中U1和UC2分别为调谐电路和电容C2的电压，为了使在发射阶段，图15在频率f₀＝3.410165MHz谐振且阻抗匹配到50Ω，那么得到的结论是线圈L4对图15无影响，所以改变线圈L4得到了表6所示。

表6在图15下，改变线圈L4的L与R得到的结果

当图15中无线圈L4(变压器T₂的初级线圈)时U1＝160.1V，UC2＝3.755KV，而由表6可知，当改变线圈L4的电感值L和内阻R得到U1、UC2，然后与无线圈L4时相比，得出当线圈L4的电感值L≥3mH时，图15电路已经工作在谐振附近了，且线圈L4的内阻R在线圈L4电感值L足够大的情况下对电路无多大影响。说明当线圈L4的电感值为天线线圈L3的500倍时变压器T₂的初级线圈对电路的影响可以忽略不计，而其内阻R几乎对电路无影响。

②确定变压器T₂匝数比N′和电阻R₄(这里假定三极管R_sce＝0)。根据理论推导得到表7所示。

表7匝数比为1和10的情况下，不同的电阻值R₁与死时间τ_r的关系

匝数比N′＝1	R4＝500Ω	R4＝1KΩ	R4＝1.5KΩ	R4＝2KΩ
					匝数比N′＝10	R4＝5Ω	R4＝10Ω	R4＝15Ω	R4＝20Ω
死时间τr′(us)	6.47	12.93	19.4	25.86

从表7可见，当匝数比N′＝1时，R₄由500Ω变到2KΩ时，死时间逐渐变大，，变压器T₂初级线圈最大电压为：UC2＝3.753KV；匝数比N′＝10时，R₄由5Ω变到20Ω时，与匝数比N′＝1时的死时间一致，变压器次级线圈最大电压为：在此选择匝数比N′＝10，R₄＝10Ω，V_dd＝380V。

步骤3：确定振铃信号抑制电路中三极管Q₂，电阻R₅和电容C₃，根据不定式

得到C₃≥466.7nF时，C₃对Q值变换电路无影响。本次仿真实验中取R₅＝1kΩ，C₃＝1uF。

步骤4：从表8可见不同时候的Q’值

表8不同时候的Q’值

线圈Q’值	谐振回路Q’值	脉冲为高电平时的Q’值
			214.2670	23.4716	6.9264

步骤5，参数确定好后，参照图16，进行振铃拖尾抑制实验，此电路图仿真用的是Multisim软件。图中有两个开关，双掷开关J1的作用是断开与连接发射机的，而开关J2的作用是模拟TTL脉冲，决定三极管的导通与截止，XCS1为示波器，作用是观察天线线圈L3上的射频脉冲波形。振铃信号抑制电路起作用得到的仿真波形图参照图17，仿真方法是：

①先将开关J1拨到发射机电源端，而开关J2断开，此时振铃信号抑制电路不起作用；

②当示波器观察到的波形平稳时，暂停仿真，示波器波形运行到标尺1所在位置

③将开关J1接地，开关J2闭合，此时振铃信号抑制电路起作用，波形运行到标尺2所在位置趋于平衡，从标尺1所在位置到标尺2所在位置所用时间为18.657us，即为死时间。

振铃信号抑制电路不起作用时得到的仿真波形图参照图18，仿真方法中的第1、2步同上所述，第3步是将开关J1接地，开关J2断开，波形运行到标尺2所在位置趋于平衡，从标尺1所在位置到标尺2所在位置所用时间为382.463us。

从图17和图18可见，振铃信号抑制电路消除天线振铃拖尾的效果十分明显。使用该电路后每次采集NQR信号的时间窗可以提前约360us。

应当理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。

Claims (5)

1.一种适用于爆炸物探测的低频调谐天线，其特征在于，包括高Q值调谐电路、阻抗匹配电路、振铃信号抑制电路；高Q值调谐电路接收从大功率发射机输出的含有待测样品特征频率的射频脉冲；阻抗匹配电路用于使高Q值调谐电路复阻抗变为50欧姆，相位为0；振铃信号抑制电路作用是：当发射机工作时，调谐电路Q值很高，天线振铃信号抑制电路不起作用；当发射机停止工作以后，调谐电路Q值很低，使天线线圈储存的剩余能量尽快通过天线振铃信号抑制电路消耗掉，从而使发射机关闭到接收机打开的时间变小，在NQR信号接收期间呈现高的调谐电路Q值，以提高对微弱NQR信号的探测灵敏度，即在探测过程中振铃信号抑制电路用于调节调谐电路的Q值由大变小再变大。

2.根据权利要求1所述的低频调谐天线，其特征在于，低频调谐天线电路为分流式低频调谐天线电路；可调电容C₀、天线线圈L构成高Q值调谐电路，线圈L₁即阻抗匹配电路用于使调谐电路复阻抗变为50欧姆，相位为0，变压器T₁、电阻R₁和R₂、电容C₁、直流电源V_CC、三极管Q₁构成振铃信号抑制电路。

3.根据权利要求2所述的低频调谐天线，其特征在于，天线线圈L的参数为：天线线圈L电感值L₀＝6uH，其内阻为R₀＝0.6Ω，天线线圈L的Q值约为214；L₁＝257.17nH，C₀＝348.28pF，变压器T₁的匝数比N＝10，变压器T₁初级线圈电感值为90mH和内阻约为0.6Ω，R₁＝10Ω，R₂＝1kΩ，C₁＝1uF，V_CC＝400V，TTL脉冲高电平为12V，低电平为0V。

4.根据权利要求1所述的低频调谐天线，其特征在于，低频调谐天线电路为分压式低频调谐天线电路；可调电容C₂、天线线圈L3构成高Q值调谐电路，电容C₄即阻抗匹配电路的目的是使高Q值调谐电路复阻抗变为50欧姆，相位为0，而变压器T₂、电阻R₄和R₅、电容C₃、直流电源V_dd、三极管Q₂构成振铃信号抑制电路。

5.根据权利要求4所述的低频调谐天线，其特征在于，天线线圈L3的参数为：天线线圈L3电感值L₃＝6uH，其内阻为R₃＝0.6Ω。线圈Q’值约为214，C₄＝39.768pF，C₂＝323.26pF，变压器T₂的匝数比N′＝10，变压器T₂初级线圈电感值为90mH和内阻约为0.6Ω，R₄＝10Ω，R₅＝1kΩ，C₃＝1uF，V_dd＝380V，TTL脉冲高电平为12V，低电平为0V。

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