CN102611316A - 一种反激变换器控制恒流输出电路及方法 - Google Patents

一种反激变换器控制恒流输出电路及方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种反激变换器控制恒流输出电路以及方法，包括控制整流输出的整流桥、变压器、MOS管电源开关、电源开关控制器B1、次级整流二极管D1、输出滤波电容C6、输出反馈第三绕组，所述电源开关控制器B1,包括第一抽样电路、第二抽样电路、SR锁存器电路、参考电压电路、放大器电路A1、误差放大比较电路A3、比较电路A2、振荡器电路、驱动电路,通过恒定的PWM频率有效地简化了电磁干扰滤波器及变压器的设计；消除了高压输入电解电容，输入电阻分压器和光耦，从而延长了使用寿命，并提供了高功率因数校正；高功率因数校正的获得是通过第三绕组的输入反馈电压及补偿电容C4而非输入电阻分压器来实现。

Description

一种反激变换器控制恒流输出电路及方法
技术领域
本发明涉及反激变换器驱动恒流输出，尤其涉及用于LED 电流恒定输出的驱动的反激变换器驱动恒流输出电路及方法。
背景技术
LED照明已在企业照明、商业应用照明及住宅照明中得到了广泛的应用。近年来，越来越多的照明开始使用LED照明装置，许多国家也都制定了逐步淘汰传统的白炽灯具的时间表，而剩余的选择就是节能灯及LED灯，与相同照明效果的白炽灯相比，节能灯可以节省更多的电力，但它含有汞金属元素在内，会对环境造成很大的污染。此外，与LED灯相比，节能灯的使用寿命是有限的。LED灯发展很快，需要恒流输出的控制。目前，LED照明灯具要求交流直接输入、高效率、高功率因数、使用寿命长。传统的AC/DC反激变换器控制恒流输出电路一般有三种，如图1所示，第一种传统的AC/DC反激变换器控制恒流输出电路通过光耦合器到电源开关控制器的电压反馈来调节输出电压，它使用了高容值的高压电解电容和光耦合器，这就限制了整个系统的使用寿命，功率因数也会很低。又如图2所示，第二种传统的AC/DC反激变换器控制恒流输出电路消除了光耦合器，并将变压器的第三绕组作为反馈控制器，它通过变压器第三绕组的感应电压来调节输出电压，高的功率因数校正通过连接在输入电压端的电阻分压器对输入电压的检测和消除高压电解电容来实现。如图3，第三种传统的AC/DC 反激变换器控制恒流输出电路也消除了光耦合器，并将变压器的第三绕组作为反馈控制器，它仍通过变压器第三绕组的感应电压来调节输出电压。高的功率因数校正是通过检测次级二极管端的放电时间与总的开关周期之比来实现的。开关频率不固定，而是由次级二极管端的放电时间决定，开关频率的可变性增加了变压器设计的难度。
发明内容
针对上述技术缺陷，本发明提出一种反激变换器控制恒流输出电路及方法。
为了解决上述技术问题，本发明的技术方案如下;
一种反激变换器控制恒流输出电路，包括控制整流输出的整流桥、变压器、MOS管电源开关、电源开关控制器B1、次级整流二极管D1、输出滤波电容C6、输出反馈第三绕组，所述电源开关控制器B1,包括第一抽样电路、第二抽样电路、SR锁存器电路、参考电压电路、放大器电路A1、误差放大比较电路A3、比较电路A2、振荡器电路、驱动电路；
所述第一抽样电路输出端同时连接所述SR锁存器电路的第一R端和所述误差放大比较电路A3的一端，所述第一抽样电路的输入端经过电阻连接所述输出反馈第三绕组，所述参考电压电路连接所述误差放大比较电路A3的正极，所述误差放大比较电路A3的负极连接所述放大电路A1的输出端，所述放大电路A1的输入端连接第二抽样电路的输出端，所述第二抽样电路的输入端一端接地，另一端连接在MOS管电源开关与电阻R8之间，所述SR锁存器电路的输出端连接驱动电路后连接MOS管电源开关的栅极，所述误差放大比较电路A3的输出端同时连接所述比较电路A2的负极及电容C4的一端，所述比较电路A2的正极连接振荡器电路的一端及电阻R5后接地，所述比较电路A2的输出端连接所述SR锁存器电路的第二R端，所述SR锁存器电路的S端连接所述振荡器电路的另一端。
进一步的，所述电源开关控制器还包括电压过压保护电路，所述电压过压保护电路连接在所述第一抽样电路输出端与所述SR锁存器电路的第一R端之间。
进一步的，所述电源开关控制器还包括第二比较电路A4和电流检测电路，所述第二比较电路A4连接所述电流检测电路后连接所述SR锁存器电路的第三R端。
一种反激变换器控制恒流输出方法，通过连接外接电阻或者内置电阻调节电源控制器B1开关频率和调节补偿电容C4，使得变压器运行在固定频率非连续导通模式以获得高的功率因数校正,恒定的输出电流通过维持所述次级二极管D1开始放电到完全放电完毕为止的时间和开关周期的恒定比例来达到的。
本发明的有益效果在于：恒定的PWM频率有效地简化了电磁干扰滤波器及变压器的设计； 消除了高压输入电解电容，输入电阻分压器和光耦，从而延长了使用寿命，并提供了高功率因数校正；高功率因数校正的获得是通过第三绕组的输入反馈电压及补偿电容C4而非输入电阻分压器来实现。
附图说明
图1为第一种传统的 AC/DC反激变换器；
图2为第二种传统的AC/DC反激变换器；
图3为第三种传统的AC/DC反激变换器；
图4为本发明的电路结构示意图；
图5为 检测副边电压的波形示意图；
图6为 本发明的实现示意图。
具体实施方式
下面将结合附图和具体实施例对本发明做进一步的说明。
如图4所示，本发明设定了一个恒定的开关频率，从而降低了变压器设计的难度，也简化了外围电路的设计，这个开关频率是通过外围电路中的外接电阻或者内置电阻来调节，将变压器运行在DCM（非连续导通）模式以获得高的功率因数校正。本发明不需要利用输入端的电阻分压器来检测输入波形以获取高的功率因数。电源开关控制器B1的COMP引脚连接了一个足够高的补偿电容来适应输入电压的变化以获取高的功率因数。补偿电容的选择使得COMP引脚的时间常数的倒数与输入线电压的频率相当。它决定了高功率因数是否能实现。输出反馈是通过初级检测，并消除了光耦合。
实施例一：
一种反激变换器控制恒流输出电路，与图3外围电路类似，包括控制整流输出的整流桥、变压器、MOS管电源开关、电源开关控制器B1、次级整流二极管D1、输出滤波电容C6、输出反馈第三绕组，其区别在于设定了一个恒定的开关频率，这个开关频率是通过外围电路中的外接电阻或者内置电阻来调节，因此原有的电源开关控制器也将进行适应的调整，如图4和图6所示，所述电源开关控制器B1包括第一抽样电路S/H、第二抽样电路S/H、SR锁存器电路、参考电压电路VREF、放大器电路A1、误差放大比较电路A3、比较电路A2、振荡器电路、驱动电路；
所述第一抽样电路S/H输出端同时连接所述SR锁存器电路的第一R端和所述误差放大比较电路A3的一端，所述第一抽样电路S/H的输入端FB经过电阻R1连接所述输出反馈第三绕组，所述参考电压电路VREF连接所述误差放大比较电路A3的正极，所述误差放大比较电路A3的负极连接所述放大电路A1的输出端，所述放大电路A1的输入端连接第二抽样电路的输出端，所述第二抽样电路的输入端一端GND接地，另一端CS连接在MOS管电源开关与电阻R8之间，所述SR锁存器电路的输出端连接驱动电路DRIVER的输入端，DRIVER的输出端GATE端连接MOS管电源开关的栅极，在电源开关控制器的VCC端为驱动电路DRIVER提供驱动电压，所述误差放大比较电路A3的输出端同时连接所述比较电路A2的负极及电容C4的一端，所述比较电路A2的正极连接振荡器电路的一端及电阻R5后接地，电阻R5即为本发明所述的用于调节开关频率外接电阻，通过振荡器电路连接在一起，使得振荡器的震荡频率发生变化，从而将变压器运行在DCM（非连续导通）模式以获得高的功率因数校正。所述比较电路A2的输出端连接所述SR锁存器电路的第二R端，所述SR锁存器电路的S端连接所述振荡器电路的另一端。
上述电源开关控制器B1还可以包括第二比较电路A4和电流检测电路ENABLE CONTROL，当设计的时候有第二比较电路A4和电流检测电路时ENABLE CONTROL，上述SR锁存器电路将增加一个R端，所述第二比较电路A4连接所述电流检测电路ENABLE CONTROL后连接SR锁存器电路新增加的那个R端。
为了对电源开关控制器B1进行过压保护，在所述电源开关控制器内部还可以包括电压过压保护电路OVP，所述电压过压保护电路OVP连接在所述第一抽样电路S/H输出端与所述SR锁存器电路的第一R端之间。
具体工作原理为：VCC端是用来提供电源控制器的供电，FB端是用来检测变压器第三端的电压的（通过R1和R2的电压分压器），COMP端是用来连接补偿电容作为高功率因数校正，RT端是连接外接电阻调节电源控制器开关频率的。CS端是用来检测开关管导通时的电流，GATE端是用来连接外接开关管的栅极作为驱动用。RT的外接电阻与振荡器电路连接在一起，使得振荡器的震荡频率发生变化。通过开关管的电流经过CS端到第二抽样电路S/H抽样后由放大电路A1放大后进入误差放大器比较电路A3和VREF（基准电压）进行比较，比较的结果由在COMP端上的电容C4进行平滑，其电压和振荡器的斜坡在比较电路A2进行比较，得到相应的占空比，由SR锁存器输出带动驱动器DRIVER去驱动开关管。FB端的抽样电压用来连接误差放大器比较电路A3，用于调节其输出。
如图5所示, 当系统工作在DCM模式下时，次级二极管D1电流会充分释放给带LED的负载输出端，功率MOS管的漏极峰值电压为输入电压与二极管充分放电前的反射输出电压与匝数比乘积之和。这个放电时间（TDISCHARGE）定义为次级二极管D1开始放电到完全放电完毕为止的时间。为了保证恒定电流输出并有良好的控制，在恒定开关频率（即恒定周期T）的情况下，保证TDISCHARGE /T恒定不变是非常重要的（这里的T表示在系统中固定不变的开关周期）。次级二极管D1完全放电的时间是通过FB端的电压分压器检测变压器的第三边的下降沿来获取。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明保护范围内。 

Claims (4)

1.一种反激变换器控制恒流输出电路，包括控制整流输出的整流桥、变压器、MOS管电源开关、电源开关控制器B1、次级整流二极管D1、输出滤波电容C6、输出反馈第三绕组，其特征在于，所述电源开关控制器B1,包括第一抽样电路、第二抽样电路、SR锁存器电路、参考电压电路、放大器电路A1、误差放大比较电路A3、比较电路A2、振荡器电路、驱动电路；
所述第一抽样电路输出端同时连接所述SR锁存器电路的第一R端和所述误差放大比较电路A3的一端，所述第一抽样电路的输入端经过电阻连接所述输出反馈第三绕组，所述参考电压电路连接所述误差放大比较电路A3的正极，所述误差放大比较电路A3的负极连接所述放大电路A1的输出端，所述放大电路A1的输入端连接第二抽样电路的输出端，所述第二抽样电路的输入端一端接地，另一端连接在MOS管电源开关与电阻R8之间，所述SR锁存器电路的输出端连接驱动电路后连接MOS管电源开关的栅极，所述误差放大比较电路A3的输出端同时连接所述比较电路A2的负极及电容C4的一端，所述比较电路A2的正极连接振荡器电路的一端及电阻R5后接地，所述比较电路A2的输出端连接所述SR锁存器电路的第二R端，所述SR锁存器电路的S端连接所述振荡器电路的另一端。
2.根据权利要求1所述的一种反激变换器控制恒流输出电路，其特征在于，所述电源开关控制器B1还包括电压过压保护电路，所述电压过压保护电路连接在所述第一抽样电路输出端与所述SR锁存器电路的第一R端之间。
3.根据权利要求1所述的一种反激变换器控制恒流输出电路，其特征在于，所述电源开关控制器B1还包括第二比较电路A4和电流检测电路，所述第二比较电路A4连接所述电流检测电路后连接所述SR锁存器电路的第三R端。
4.一种反激变换器控制恒流输出方法，其特征在于，通过连接外接电阻或者内置电阻调节电源控制器B1开关频率和调节补偿电容C4，使得变压器运行在固定频率非连续导通模式以获得高的功率因数校正,恒定的输出电流通过维持所述次级二极管D1开始放电到完全放电完毕为止的时间和开关周期的恒定比例来达到的。
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