CN102594132B - 直流转换器 - Google Patents

Abstract

一种直流转换器，具有一第一以及一第二开关、一输入二极管、一磁化电感、一共振电容、一共振电感、一输出二极管以及一输出滤波电容。第一以及第二开关采轮流导通。第一开关导通时，一输入电位耦接至输入二极管的阳极，且输入二极管的阴极耦接磁化电感的第一端。第二开关是设计来短路磁化电感的第二端至接地端。共振电容与电感是串联于磁化电感的第二端以及接地端之间。共振电容与电感之间的一连接节点乃经由输出二极管耦接该输出滤波电容，以稳压该输出滤波电容的电位，供电给一负载。

Description

直流转换器

技术领域

本发明是有关于直流转换器(DC-DC converter)，且特别有关于操作于非连续导通模式(discontinuous conduction mode，DCM)的零电流切换脉冲频率调制(zero current switching and pulse frequency modulation，ZCS-PFM)直流转换器。

背景技术

直流转换器是一种电子电路，用于转换直流电源的电位。直流转换器通常采用开关切换技术(switched-mode conversion)达成电位转换，其中，通过先将输入能量暂存后再释放之来达成直流电位的转换。所采用的储能元件可为磁性储存元件(电感或变压器)、或电性储存元件(电容)。通过开关设备，能量可被输入储能元件或输出储能元件。

然而，开关切换式直流转换器有其缺点，包括切换操作所带来的能量消耗以及电磁干扰(EMI)。

发明内容

本发明揭露一种直流转换器，其中采用零电流切换脉冲调制技术，且操作于非连续导通模式。

根据本发明一种实施方式所实现的一直流转换电路包括一第一开关、一第二开关、一输入二极管、一磁化电感、一第一共振电容、一第一共振电感、一第一输出二极管以及一第一输出滤波电容。所述第一以及第二开关采轮流导通方式操作。当第一开关导通时，一输入电位耦接至该输入二极管的阳极。该输入二极管的阴极是耦接该磁化电感的一第一端。该第二开关的导通状态是设计来短路该磁化电感的一第二端至一接地端。该第一共振电容以及该第一共振电感是以串联方式布置于该磁化电感的该第二端以及该接地端之间。该第一共振电容以及该第一共振电感之间的一第一连接节点还通过该第一输出二极管耦接该第一输出滤波电容的一第一端，以稳压该第一输出滤波电容的电位。该第一输出滤波电容的一第二端耦接该接地端。此外，该第一输出滤波电容的该第一端耦接一第一负载，以供应该第一负载一第一输出电位。

在某些实施方式中，该第一共振电容的一第一端耦接该磁化电感的该第二端，该第一共振电容的一第二端耦接该第一连接节点，该第一共振电感的一第一端耦接该第一连接节点，且该第一共振电感的一第二端耦接该接地端。在此类实施方式中，该第一输出二极管的阳极以及阴极分别耦接该第一连接节点以及该第一输出滤波电容的该第一端。该第一输出电位以及该输入电位之间的增益为正值。

关于前述的正增益直流转换器的电路结构，可还添加一第二共振电感、一第二共振电容、一第二输出二极管以及一第二输出滤波电容于其中。上述第二共振电感与电容串联耦接于该磁化电感的该第二端以及该接地端之间。上述第二共振电感以及电容之间一第二连接节点还经由该第二输出二极管耦接至该第二输出滤波电容的一第一端，以稳压该第二输出滤波电容的电位。该第二共振电感具有一第一端耦接该磁化电感的该第二端，且具有一第二端耦接该第二连接节点。该第二共振电容具有一第一端耦接该第二连接节点，且具有一第二端耦接该接地端。该第二输出二极管的阳极耦接该第二输出滤波电容的该第一端，且该第二输出二极管的阴极耦接该第二连接节点。该第二输出滤波电容的该第一端还耦接一第二负载，以供应该第二负载一第二输出电位。该第二输出电位以及该输入电位之间的增益为负值。

为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合所附图示，详细说明如下。

附图说明

图1根据本发明一种实施方式图解一直流转换器；

图2以流程图图解所揭露的直流转换器的一种控制流程；

图3图解图1上数个信号的波形；且

图4以流程图图解所揭露的直流转换器的一种设计方针。

[主要元件标号说明]

Cno、Cpo～第二、第一输出滤波电容；

Cnr、Cpr～第二、第一共振电容；

Di～输入二极管；        Dn、Dp～第二、第一输出二极管；

I_Dn、I_Dp～流经Dn、Dp的电流；

Ii～输入电流；    Inr、Ipr～第二、第一共振电流；

n1、n2～第一、第二连接节点；

Lm～磁化电感；    Lnr、Lpr～第二、第一共振电感；

Rno、Rpo～第二、第一负载；

Q1、Q2～第一、第二开关；

Vcnr、Vcpr～第二、第一共振电位差；

V_Dn、V_Dp～Dn、Dp上的跨压；

Vi～输入电位；以及

Vno、Vpo～第二、第一输出电位。

具体实施方式

以下说明揭露本发明多种实施方式，内容是叙述本发明的主要精神，并非意图限定本发明的范围。本发明的范畴应当要参考申请专利范围的内容。

图1图解根据本发明一种实施方式所实现的一直流转换器，以一正值增益转换一输入电位Vi为一第一输出电位Vpo，或以一负值增益转换该输入电位Vi成一第二输出电位Vno。

如图所示，直流转换器包括一第一开关Q1、一第二开关Q2、一输入二极管Di、一磁化电感Lm、一第一共振电容Cpr、一第一共振电感Lpr、一第一输出二极管Dp、一第一输出滤波电容Cpo、一第二共振电感Lnr、一第二共振电容Cnr、一第二输出二极管Dn、以及一第二输出滤波电容Cno。上述第一以及第二输出滤波电容Cpo以及Cno的尺寸可较上述第一以及第二共振电容Cpr以及Cnr的尺寸大上一特定比例。该第一开关Q1以及该第二开关Q2是以交替方式导通，以转换输入能量。

该第一开关Q1是设计来将输入电位Vi耦接至输入二极管Di的阳极。输入二极管Di的阴极是耦接该磁化电感Lm的一第一端。该第二开关Q2设置在该磁化电感Lm的一第二端以及一接地端之间。并联于该第二开关Q2，该第一共振电容Cpr以及该第一共振电感Lpr串联耦接在该磁化电感Lm的该第二端以及该接地端之间，此外，该第二共振电感Lnr以及该第二共振电容Cnr也串联耦接于该磁化电感Lm的该第二端以及该接地端之间。包括有该第一共振电容Cpr、该第一共振电感Lpr、该第一输出二极管Dp以及该第一输出滤波电容Cpo的电路结构是设计来产生正增益输出电位Vpo给一第一负载Rpo使用。包括有该第二共振电感Lnr、该第二共振电容Cnr、该第二输出二极管Dn以及该第二输出滤波电容Cno的电路结构是设计来产生一负增益输出电位Vno给一第二负载Rno使用。

此段落讨论上述正增益转换的相关元件连结。该第一共振电容Cpr具有一第一端耦接该磁化电感Lm的该第二端，且具有一第二端耦接一第一连接节点n1，以还耦接至第一共振电感Lpr。第一共振电感Lpr具有一第一端耦接该第一连接节点n1，且具有一第二端耦接该接地端。该第一输出二极管Dp具有一阳极耦接该第一连接节点n1，且具有一阴极耦接该第一输出滤波电容Cpo的一第一端。该第一输出滤波电容Cpo的一第二端耦接该接地端。该第一负载Rpo耦接该第一输出滤波电容Cpo的该第一端。该第一输出电位Vpo是由上述元件所产生，以供应给该第一负载Rpo。

此段落讨论负增益转换技术的元件连结关系。第二共振电感Lnr具有一第一端耦接该磁化电感Lm的该第二端，且具有一第二端耦接一第二连接节点n2，以还耦接该第二共振电容Cnr。第二共振电容Cnr具有一第一端耦接该第二连接节点n2，且具有一第二端耦接该接地端。该第二输出二极管Dn具有一阴极耦接该第二连接节点n2，且具有一阳极耦接该第二输出滤波电容Cno的一第一端。第二输出滤波电容Cno的一第二端耦接该接地端。第二输出电位Vno是由上述元件产生来供应给该第二负载Rno。

以下段落讨论上述第一以及第二开关Q1以及Q2的数种控制方式。

参阅图2所示的流程图，其中对输出电位Vpo或Vno进行稳压。如步骤S202所示中，第一开关Q1的导通条件可包括：一第一共振电位差(Vcpr，位于该第一共振电容Cpr的第一端以及第二端之间)已锁定(到达且维持在)该第一输出电位的负值(-Vpo)；一第二共振电位差(Vcnr，位于该第二共振电容Cnr的第一端以及第二端之间)已锁定在该第二输出电位(Vno)；一第一共振电流(Ipr，自该第一共振电感Lpr的第一端流向第二端)且一第二共振电流(Inr，自该第二共振电感Lnr的一第一端流向第二端)已拉升至零电平；并且第一以及第二输出电感Dp以及Dn已关闭。在某些实施方式中，第一开关Q1的导通是根据本领域技术人员所熟知的停滞时间控制(dead-time control)技术所操作。接下来，如步骤S204所示，第一开关Q1的断开以及第二开关Q2的导通是发生输入电流Ii掉至零值时。如步骤S206所示，断开第二开关Q2的时间点是在第一以及第二输出二极管Dp以及Dn切换为关闭时。步骤S202、S204以及S206所形成的循环可稳压输出电位Vpo以及Vno。

图2所示的流程图非意图限定第一以及第二开关Q1以及Q2的控制流程。第一以及第二开关Q1以及Q2的导通/不导通切换时间点可随着直流转换器中其它元件的设计作调整。

根据图2所示的控制流程，图1的直流转换器是在四种操作模式中反复切换。图3图解图1中数个信号的波形。

在一第一时间区间t1～t2中，直流转换器是操作于一第一操作模式。第一开关Q1切换为导通，且第二开关Q2维持不导通。在第一操作模式的起始时间点(时间点t1)，第一以及第二共振电流Ipr以及Inr自零值起始，第一共振电位差Vcpr自电位-Vpo起始，第二共振电位差Vcnr自电位Vno起始，且第一以及第二输出二极管Dp以及Dn为关闭。第一开关Q1的导通状态使得输入电流Ii得以产生，且第一以及第二共振电容Cpr以及Cnr得以经由对应的共振网络充电。当第一以及第二共振电位差Vcpr以及Vcnr到达零值，第一以及第二共振电流I pr以及Inr为其最大值。第一以及第二共振电位差Vcpr以及Vcnr持续上升直至第一以及第二共振电流Ipr以及Inr以及输入电流Ii降低到零值。如图所示，第一以及第二输出二极管Dp以及Dn在第一时间区间t1～t2间为反向偏压，因此，第一以及第二输出二极管Dp以及Dn在第一操作模式中维持关闭。第一输出滤波电容Cpo以及第一负载Rpo所形成的回路可能致使该第一输出电位Vpo微微下降。第二输出滤波电容Cno以及第二负载Rno所形成的回路可能致使该第二输出电位Vno缓缓上升。

在时间点t2(输入电流Ii降至零值时)，第一开关Q1切换为不导通，且第二开关Q2切换为导通，以展开第二时间区间t2～t3内的一第二操作模式。在此阶段，输入电流Ii锁定在零值，且第一以及第二共振电流Ipr以及Inr下降成负值。导通的第二开关Q2所提供的短路路径使得该第一以及该第二共振电容Cpr以及Cnr得以通过对应的共振网络放电。当第一以及第二共振电位差Vcpr以及Vcnr下降到零值时，第一以及第二共振电流Ipr以及Inr为其最小值。在时间点t3，第一以及第二共振电位差Vcpr以及Vcnr分别降至电位-Vpo以及Vno，且第一以及第二输出二极管Dp以及Dn随之启动，以于下一个时间区间t3～t4产生电流I_Dp以及I_Dn。

在第三时间区间t3～t4中，一第三操作模式展开。在此阶段，第一以及第二输出二极管Dp以及Dn为顺向偏压，因此第一以及第二共振电位差Vcpr以及Vcnr分别锁定在电位-Vpo以及Vno。由于第一以及第二输出滤波电容Cpo以及Cno的尺寸可远大于第一以及第二共振电容Cpr以及Cnr，穿越第一以及第二输出二极管Dp以及Dn的电流I_Dp以及I_Dn分别逼近第一以及第二共振电流Ipr以及Inr的绝对值。在第三时间区间t3～t4中，第一输出电位Vpo微微升回一较高电平，且第二输出电位Vno微微拉回一较低电平。在时间点t4，第一以及第二共振电流Ipr以及Inr锁定在零值，且第一以及第二输出二极管Dp以及Dn切换为关闭。

在时间点t4，第二开关Q2切换为不导通，且直流转换器切换至一第四操作模式。请注意，此时第一以及第二开关Q1以及Q2为不导通且第一以及第二输出二极管Dp以及Dn为关闭。第一输出滤波电容Cpo以及第一负载Rpo所形成的回路将第一输出电位Vpo再次微微下拉至较低电平。第二输出滤波电容Cno以及第二负载Rno所形成的回路将第二输出电位Vno再次微微拉升为较高电平。由于第一共振电位差Vcpr是锁定为第一输出电位的负值(-Vpo)、且第二共振电位差Vcnr是锁定在第二输出电位的值Vno，第一以及第二共振电流Ipr以及Inr拉升回零值且第一以及第二输出二极管Dp以及Dn再次关闭。第一开关Q1可在时间点t5再次导通，以展开另外一轮的输出电位稳压程序。导通第一开关Q1的时间点可视第一以及第二负载Rpo与Rno的值而定。在所介绍的实施方式中，停滞时间控制(dead-time control)技术为一种很好的选择。

图3显示第一输出电位Vpo是稳压在一正值(例如，约+5.6伏特)附近，且第二输出电位Vno是稳压在一负值(例如，约-5.6伏特)附近。图1所揭露的直流转换器可成功地转换输入电位Vi为一正增益输出电位Vpo以及一负增益输出电位Vno。

第一以及第二开关Q1以及Q2的控制流程是基于零电流切换技术以及电压切换技术。在时间点t1，第一开关Q1导通，但输入电流Ii为零值；零电流切换形成。在时间点t2，第一开关Q1切换为不导通，且输入电流Ii回复为零值；同样形成零电流切换。在时间点t3，第一以及第二输出二极管Dp以及Dn在零电压切换事件中切换；此时，第一以及第二二极管Dp以及Dn上的跨压V_Dp以及V_Dn接近零伏特。在时间点t4，第一以及第二输出二极管Dp以及Dn在零电流切换条件下关闭；此时，第一以及第二输出二极管Dp以及Dn上的电流I_Dp以及I_Dn为零。

在某些实施方式中，第一以及第二开关Q1以及Q2是以双接面晶体管(BJT)实现，目的为降低能量消耗。由于尾端电流(tailing current)的耗损可被避免，双接面晶体管的特性相当适合此处所揭露的零电流切换技术。此外，为了降低电流压力(current stress)，应当避免不必要的能量传递操作；因此，可采用单向开关。

在另一种实施方式中，直流转换器仅提供上述的正增益转换。此类型的直流转换器不包括负增益转换所需的元件(例如，不包括第二共振电感以及电容Lnr以及Cnr、第二输出二极管Dn以及第二输出滤波电容Cno)。在此类实施例中，第一开关Q1的导通条件包括：第一共振电位差Vcpr已锁定在第一输出电位的负值(-Vpo)；第一共振电流Ipr已拉升至零电平；且第一输出二极管Dp已关闭。此外，当输入电流Ii降至零电平，第一开关Q1可切换为不导通且第二开关Q2可切换为导通。接着，第一输出二极管Dp再次切换为关闭状态时，第二开关Q2可切换为不导通。

在另外一种实施方式中，直流转换器仅提供上述负增益转换。此类型的直流转换器不包括正增益转换所需的元件(例如，不包括第一共振电容以及电感Cpr以及Lpr、第一输出二极管Dp以及第一输出滤波电容Cpo)。在此类实施例中，第一开关Q1的导通条件包括：第二共振电位差Vcnr已锁定在第二输出电位Vno；第二共振电流Inr已拉升至零电平；且第二输出二极管Dn已切换为关闭状态。此外，当输入电流Ii降至零电平时，可断开第一开关Q1且导通第二开关。接着，当第二输出二极管Dn再次转换为关闭状态时，第二开关Q2可被断开。

以下段落叙述直流转换器的设计准则。

图4以流程图图解对称型正/负增益转换器的一种设计准则。使用者可决定的直流转换设计参数包括：整体能量消耗上限Ptotal、输入电位Vi、预定正增益量Anor、正增益上限Amax、输出电位稳压频率f、以及正增益输出电位Vpo的链波的上限ΔVpo。以下揭露数个方程式供设计使用：

$\frac{L1}{\mathrm{Lpr}}>\frac{1}{2\mathrm{Anor}}$ (方程式1)

$\mathrm{rp}=\frac{{A\max }^2}{1+A\max }\·[\frac{\mathrm{\π}}{2}\·(1+\sqrt{1+\frac{2L1}{\mathrm{Lpr}}})+\frac{\sqrt{1+A\max }}{A\max }-\frac{1}{2}\·{\cos }^{-1}\left(\frac{A\max }{2+A\max }\right)]$ (方程式2)

$\mathrm{Rpo}\left(\min \right)=\frac{{(\mathrm{Anor}\·\mathrm{Vi})}^2}{\mathrm{Ptotal}/2}$ (方程式3)

$\mathrm{Zp}=\frac{\mathrm{Rpo}\left(\min \right)}{\mathrm{rp}}$ (方程式4)

$\frac{{\mathrm{Anor}}^2}{1+\mathrm{Anor}}=2\·\mathrm{Rpo}\·\mathrm{Cpr}\·f$ (方程式5)

$\mathrm{Zp}=\sqrt{\frac{\mathrm{Lpr}}{\mathrm{Cpr}}}$ (方程式6)

以下讨论假设Ptotal为0.5瓦、Vi为2.8伏特、Anor为2、Amax为3、f为5MHz、且ΔVpo为±1％的Vpo值。在步骤S402，Anor被代入方程式1以计算L1/Lpr的值，设计时可更考虑可靠度范围(reliable margin)，因此L1/Lpr可设定为0.5。步骤S404将L1/Lpr以及Amax的值代入方程式2，以计算出rp值。因此，rp值为8.989。步骤S406将Vi、Anor以及Ptotal的值代入方程式3，以计算出第一负载的最小值Rpo(min)。Rpo(min)可设定为125欧姆。步骤S408将Rpo(min)以及rp代入方程式4，以计算出Zp值，并将Anor、Rpo(基于Rpo(min)而设定)以及f的值带入方程式5，以计算出第一共振电容Cpr的大小。计算出的结果显示Zp为14欧姆且第一共振电容Cpr为2.2nF。步骤S410将Zp以及Cpr代入方程式6以求得第一共振电感Lpr。第一共振电感Lpr计算出来的结果是0.47uH。步骤S412将Lpr以及Anor代入方程式1以计算出磁化电感L1的大小。计算结果显示磁化电感L1应设计为0.22uH。步骤S414将链波限制ΔVpo纳入设计考虑，以计算出第一输出滤波电容Cpo的值。根据以下方程式：

$\frac{1}{\mathrm{Cpo}}{\∫}_{t3}^{t4}\mathrm{Ipr}\left(t\right)\mathrm{dt}\≤\frac{2}{100}\mathrm{Vpo}$

第一输出滤波电容Cpo设定为0.18uF。步骤S416中，基于以上所计算出的第一共振电容Cpr、第一共振电感Lpr以及第一输出滤波电容Cpo，可得第二共振电容Cno、第二共振电感Lnr以及第二输出滤波电容Cno的值。

需特别声明的是，图4所示流程以及所计算出的L1、Cpr、Lpr、Cpo、Cnr、Lnr、以及Cno并不是用来限定本发明范围。本领域技术人员也可能以其它设计准则来设计图1所揭露的直流转换器。

虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许更动与润饰，因此本发明的保护范围当视所附的权利要求范围所界定者为准。

Claims (13)

1.一种直流转换器，包括：

一输入二极管、一第一输出二极管以及一第一输出滤波电容；

一第一开关，用以耦接一输入电位至该输入二极管的一阳极；

一磁化电感，具有一第一端以及一第二端，其中该磁化电感的该第一端耦接该输入二极管的一阴极；

一第二开关，用以耦接该磁化电感的该第二端至一接地端；以及

一第一共振电容以及一第一共振电感，串联于该磁化电感的该第二端以及该接地端之间，其中，该第一共振电容以及该第一共振电感之间的一第一连接节点经由该第一输出二极管耦接该第一输出滤波电容的一第一端以稳压该第一输出滤波电容上的一电位；

其中：

该第一输出滤波电容的一第二端耦接该接地端；

该第一输出滤波电容的该第一端还耦接一第一负载以供应该第一负载一第一输出电位；且

该第一开关以及该第二开关以轮流导通方式操作。

2.根据权利要求1所述的直流转换器，其中：

该第一共振电容具有一第一端耦接该磁化电感的该第二端，且具有一第二端耦接该第一连接节点；

该第一共振电感具有一第一端耦接该第一连接节点且具有一第二端耦接该接地端；且

该第一输出二极管具有一阳极耦接该第一连接节点且具有一阴极耦接该第一输出滤波电容的该第一端。

3.根据权利要求2所述的直流转换器，其中：

该第一开关在一第一共振电位差到达且维持在该第一输出电位的负值、一第一共振电流拉升至零值并且该第一输出二极管关闭后方切换为导通状态；

该第一共振电位差存在于该第一共振电容的上述第一以及第二端之间；且

该第一共振电流流经该第一共振电感，是自其中上述第一端流向上述第二端。

4.根据权利要求3所述的直流转换器，其中于一输入电流降至零时断开该第一开关且导通该第二开关。

5.根据权利要求4所述的直流转换器，其中于该第一输出二极管再次关闭时切换该第二开关成不导通。

6.根据权利要求1所述的直流转换器，其中：

该第一共振电感具有一第一端耦接该磁化电感的该第二端，且具有一第二端耦接该第一连接节点；

该第一共振电容具有一第一端耦接该第一连接节点且具有一第二端耦接该接地端；且

该第一输出二极管具有一阴极耦接该第一连接节点，且具有一阳极耦接该第一输出滤波电容的该第一端。

7.根据权利要求6所述的直流转换器，其中：

该第一开关是在一第一共振电位差到达且维持在该第一输出电位、一第一共振电流拉升至零并且该第一输出二极管关闭后方切换为导通；

该第一共振电位差存在于该第一共振电容的上述第一以及第二端之间；且

该第一共振电流流经该第一共振电感，自其中上述第一端流向上述第二端。

8.根据权利要求7所述的直流转换器，其中于一输入电流降至零时断开该第一开关且导通该第二开关。

9.根据权利要求8所述的直流转换器，其中于该第一输出二极管再度切换为不导通时断开该第二开关。

10.根据权利要求2所述的直流转换器，还包括：

一第二输出二极管以及一第二输出滤波电容；以及

一第二共振电感以及一第二共振电容，串联于该磁化电感的该第二端以及该接地端之间，其中：

该第二共振电感以及该第二共振电容之间的一第二连接节点是经由该第二输出二极管耦接该第二输出滤波电容的一第一端以稳压该第二输出滤波电容的电位；

该第二共振电感具有一第一端耦接该磁化电感的该第二端，且具有一第二端耦接该第二连接节点；且

该第二共振电容具有一第一端耦接该第二连接节点，且具有一第二端耦接该接地端；

其中：

该第二输出二极管具有一阴极耦接该第二连接节点且具有一阳极耦接该第二输出滤波电容的该第一端；

该第二输出滤波电容的该第一端还耦接一第二负载，以供应该第二负载一第二输出电位；且

该第二输出滤波电容的一第二端耦接该接地端。

11.根据权利要求10所述的直流转换器，其中：

该第一开关是在一第一共振电位差达到且维持在该第一输出电位的负值、一第二共振电位差达到且维持在该第二输出电位、一第一共振电流以及一第二共振电流拉升为零并且上述第一以及第二输出二极管关闭后方切换为导通状态；

该第一共振电位差存在于该第一共振电容的上述第一以及第二端之间；

该第二共振电位差存在于该第二共振电容的上述第一以及第二端之间；

该第一共振电流流经该第一共振电感，自其中上述第一端流向上述第二端；且

该第二共振电流流经该第二共振电感，自其中上述第一端流向上述第二端。

12.根据权利要求11所述的直流转换器，其中于一输入电流降至零时断开该第一开关且导通该第二开关。

13.根据权利要求12所述的直流转换器，其中于上述第一以及第二输出二极管再次关闭时断开该第二开关。

Images