CN102569954B - 一种超宽带微带滤波器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种超宽带微带滤波器，包括第一金属层，所述第一金属层的金属图案包括左右对称的左部金属图案和右部金属图案，所述左部金属图案或右部金属图案分别包括依次连接的输入输出端口、第一阶跃阻抗短路截线、第二阶跃阻抗短路截线和交趾耦合线节，所述第一阶跃阻抗短路截线、第二阶跃阻抗短路截线和交趾耦合线节构成环状结构作为滤波器的谐振单元，所述交趾耦合线节包括平行耦合的第一子线节与第二子线节，第一子线节与第二阶跃阻抗短路截线的末端连接，第二子线节与第一阶跃阻抗短路截线的始端连接，所述第一阶跃阻抗短路截线和第二阶跃阻抗短路截线的交汇连接处还设置有一贯穿第一金属层和介质层并和第二金属层形成通路的金属化过孔。

Description

一种超宽带微带滤波器

技术领域

本发明属于超宽带通信技术领域，具体涉及一种超宽带微带滤波器。

背景技术

在2002年，美国联邦通信委员会(FCC)将3.1GHz至10.6GHz之间的频段开放为通信领域的应用。因为其高传输速率和低传输损耗等优点，超宽带通信受到了广泛的重视并得到了迅猛的发展。作为超宽带通信系统中的关键器件，超宽带滤波器的性能决定了系统的整体性能。一般而言，在实际应用中要求超宽带滤波器具有较低的通带插损，很好的频率选择特性和平坦的群时延。

经过对相关文献检索发现，2005年Shau-Gang Mao等人在IEEE Transactions onMicrowave Theory and Techniques期刊上发表的Modeling of symmetric compositeright/left-handed coplanar waveguides with applications to compact bandpass filters一文中提出了一种共面波导形式的带通滤波器，其单元结构形式为共面波导之间嵌入串联交趾电容和并联曲折短路短截线电感，然而该滤波器仅能实现窄带带通。2007年c.li等人在AppliedPhysics A期刊上发表的Composite right/left-handed coplanar waveguide band-pass filter usingcapacitively-coupled zeroth-order resonators一文中提出了另外一种共面波导形式的滤波器，其单元结构形式为两段共面波导之间嵌入了一个串联交趾电容和两个并联电感，但是没有设计为超宽带用途。

发明内容

本发明的目的是为了克服现有的滤波器不足，提出了一种超宽带微带滤波器。

为了实现上述目的，本发明的技术方案是：一种超宽带微带滤波器，包括从上往下依次层叠的第一金属层、介质层和第二金属层，所述第一金属层的金属图案包括左右对称的左部金属图案和右部金属图案，其特征在于，所述左部金属图案或右部金属图案分别包括依次连接的输入输出端口、第一阶跃阻抗短路截线、第二阶跃阻抗短路截线和交趾耦合线节，所述第一阶跃阻抗短路截线、第二阶跃阻抗短路截线和交趾耦合线节构成环状结构作为滤波器的谐振单元，所述交趾耦合线节包括平行耦合的第一子线节与第二子线节，所述第一子线节与第二阶跃阻抗短路截线的末端连接，所述第二子线节与第一阶跃阻抗短路截线的始端连接，所述第一阶跃阻抗短路截线和第二阶跃阻抗短路截线的交汇连接处还设置有一贯穿第一金属层和介质层并和第二金属层形成通路的金属化过孔；所述左部金属图案和右部金属图案的第二阶跃阻抗短路截线交汇连接在一起。

上述第一阶跃阻抗短路截线的始端还包括一与第二子线节平行的用于调节回波损耗的匹配枝节。

本发明的有益效果是：与现有的滤波器相比，本发明的滤波器的结构形成的谐振单元是一个具有7个模式的谐振单元，可以通过调整相应的结构参数例如四个阶跃阻抗短路截线，改变其电长度或者阻抗比来调整谐振器结构的谐振频率，从而调整滤波器的带宽，可以实现3.4GHz～10.7GHz的超宽带带通。进一步的，本发明具有回波损耗较低、谐波抑制较好等优点。

附图说明

图1是本发明用于加工微带滤波器的复合材料层。

图2是本发明的微带滤波器的平面结构示意图。

图3是本发明的微带滤波器具有明确分区的平面结构示意图。

图4是本发明所应用的复合左右手传输线结构示意图。

图5是本发明所应用的复合左右手传输线结构某一单元的结构示意图。

图6是图5的等效电路

图7a是图6的奇模等效电路。

图7b为图6的偶模等效电路。

图8为本发明的散射参数S₂₁曲线图。

图9为本发明的频率特性曲线图。

图10为本发明的群时延特性曲线图。

附图标记说明：第一金属层1、输入输出端口11、第一阶跃阻抗短路截线12、第二阶跃阻抗短路截线13、交趾耦合线节14、第一子线节141、第二子线节142、匹配枝节15、金属化过孔16、介质层2、第二金属层3。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步的说明。

如图2和图3所示，一种超宽带微带滤波器，包括从上往下依次层叠的第一金属层1、介质层2和第二金属层3，所述第一金属层1的金属图案包括左右镜像对称的左部金属图案和右部金属图案，其特征在于，所述左部金属图案或右部金属图案分别包括依次连接的输入输出端口11、第一阶跃阻抗短路截线12、第二阶跃阻抗短路截线13和交趾耦合线节14，所述第一阶跃阻抗短路截线12、第二阶跃阻抗短路截线13和交趾耦合线节14构成环状结构作为滤波器的谐振单元，所述交趾耦合线节14包括平行耦合的第一子线节141与第二子线节142，所述第一子线节141与第二阶跃阻抗短路截线13的末端连接，所述第二子线节142与第一阶跃阻抗短路截线12的始端连接，所述第一阶跃阻抗短路截线12和第二阶跃阻抗短路截线13的交汇连接处还设置有一贯穿第一金属层1和介质层2并和第二金属层形成通路的金属化过孔16；所述左部金属图案和右部金属图案的第二阶跃阻抗短路截线13交汇连接在一起。

上述第一阶跃阻抗短路截线12的始端还包括一与第二子线节142平行的用于调节回波损耗的匹配枝节15。

本实施例中的超宽带微带滤波器，是通过一个如图1所示的复合材料加工而成的，该复合材料包含了与本实施例所对应的第一金属层1、介质层2和第二金属层3三层结构，主要通过对第一金属层1进行刻蚀加工形成需要的电路结构。图3中的左部金属图案的虚线则对第一金属层1的电路结构做了明确的划分，虚线a左侧的金属区域为输入输出端口11，虚线a、b和虚线c之间的金属区域为第一阶跃阻抗短路截线12，虚线c、d和虚线e之间的金属区域为第二阶跃阻抗短路截线13，虚线b和e之间的区域包括了从上到下排列的匹配枝节15、第一子线节141和第二子线节142。由于左部金属图案和右部金属图案呈左右镜像对称，因此不再对其右部金属图案做具体描述。

本实施例中，上述一端的输入输出端口11都具有50欧姆的特性阻抗。信号由输入输出端口11输入，到达谐振单元，由于多个模式的耦合作用形成很宽的通带，只允许位于通带内的信号通过并对位于通带外的信号进行抑制，再通过另一端的输入输出端口11输出，最终实现超宽带滤波。可以通过改变第一阶跃阻抗短路截线12、第二阶跃阻抗短路截线13和交趾耦合线节14的阻抗比和电长度来调整多模的谐振频率，从而调整滤波器的带宽。

为了进一步的证明本发明结构的非显而易见性，下面通过建立传输线模型对上述结构的电磁特性进行分析：如图4所示是由若干个本发明的基本方案级联构成的复合左右手传输线，该复合左右手传输线作为周期结构，它的每一个单元（即本实施例的滤波器的谐振单元）由两个交趾耦合线节（对应于图2中的两个交趾耦合线节14）级联构成，每个线节分别加载了两个阶跃阻抗短路截线（对应于图2中的第一阶跃阻抗短路截线12、第二阶跃阻抗短路截线13）。这四个阶跃阻抗短路截线具有阶跃阻抗性质，设其中一段的特征导纳为Y₁(对应的电长度为θ₁=θ_a+θ_b)，另外一段的特征阻抗为Y₂(电长度为θ₂)。根据Bloch-Floquet定理，可以导出下面的色散关系：

cos(βd)=a²+b[(2a+bY_b)(Y_u+Y_d)+c+aY_b]，其中，

$a=d=\frac{Z_{0e}+Z_{0o}}{Z_{0e}-Z_{0o}}\cos {\mathrm{\θ}}_p$

$c=j\frac{{2\sin \mathrm{\θ}}_p}{Z_{0e}-Z_{0o}}$

$b=j\frac{{(Z_{0e}-Z_{0o})}^2-{(Z_{0e}+Z_{0o})}^2{\cos }^2{\mathrm{\θ}}_p}{2(Z_{0e}-Z_{0o}){\sin \mathrm{\θ}}_p},$

β是Bloch传播常数，Z_0e和Z_0o分别是交趾耦合线节的偶模和奇模特征阻抗，θ_p是交趾耦合线节的电长度。

如果图4中的复合左右手传输线只有一个单元的特殊情况(即N=1)，如图5所示，考虑到周期性，则可以得到九个谐振频率。其中三个谐振频率对应一阶谐振，其余六个谐振频率对应零阶谐振。必须注意到，当施加激励的时候，并不是所有的零阶谐振都将被激励起来，某个零阶谐振是否被激励起来取决于边界条件，由于本专利中的谐振器结构两端是开路，所以只有那些与开路边界条件相关的谐振模式被激励起来，本实施例中，如果在如图5所示谐振单元两端加上两个输入输出端口进行弱激励，可以得到如图8所示的的散射参数S₂₁曲线图，可以更直观得观察到七个谐振频率，这说明本发明所涉及到的谐振单元是一个具有七个谐振模式的多模谐振单元。

本专利中涉及到的谐振器单元只采用了如图4所示的复合左右手传输线中的一个单元（如图5所示，相当于本发明的滤波器省略了输入输出端口后的结构），如图所示。从结构上来说，它是左右对称的，所以可以采用奇偶模方法对图5所示的谐振单元的电磁特性进行分析，并将图5所示的谐振单元的电磁特性等效于本专利的谐振单元的电磁特性。如图6所示为图5的谐振单元的等效电路。如果在图6所示的等效电路的中心对称面放置一个短路面，就可以得到如图7a所示奇模等效电路，相应的奇模输入导纳Y_odd为：

$Y_{\mathrm{odd}}=Y_{\mathrm{po}}+{\mathrm{jY}}_1\tan {\mathrm{\θ}}_a+{\mathrm{jY}}_1\frac{Y_1{\tan \mathrm{\θ}}_b{\tan \mathrm{\θ}}_2-Y_2}{Y_1\tan {\mathrm{\θ}}_2+Y_2{\tan \mathrm{\θ}}_b}$

$Y_{\mathrm{po}}=j\frac{(Z_{0e}+Z_{0o})\sin \left({2\mathrm{\θ}}_p\right)}{{(Z_{0e}+Z_{0o})}^2\cos {\left({\mathrm{\θ}}_p\right)}^2-{(Z_{0e}-Z_{0o})}^2}$

令奇模输入导纳Y_odd为零，即可确定对应的奇模谐振频率。如果在中心对称面放置一个开路面，就可以得到如图7b所示的偶模等效电路，相应的偶模输入导纳Y_even为：

$Y_{\mathrm{even}}=Y_{\mathrm{pe}}+{\mathrm{jY}}_1\tan {\mathrm{\θ}}_a+{\mathrm{jY}}_1\frac{Y_1{\tan \mathrm{\θ}}_b{\tan \mathrm{\θ}}_2-Y_2}{Y_1\tan {\mathrm{\θ}}_2+Y_2{\tan \mathrm{\θ}}_b}$

$Y_{\mathrm{pe}}=\frac{Y_{r}A\sin \left({2\mathrm{\θ}}_p\right)+4j{\sin }^2\left({\mathrm{\θ}}_p\right)}{A\sin \left({2\mathrm{\θ}}_p\right)+{\mathrm{jY}}_r[B^2-A^2{\cos }^2\left({\mathrm{\θ}}_p\right)]}$

A=Z_0e+Z_0o

B=Z_0e-Z_0o

$Y_r={\mathrm{jY}}_1\frac{Y_1\tan {\mathrm{\θ}}_1\tan {\mathrm{\θ}}_2-Y_2}{Y_2\tan {\mathrm{\θ}}_1+Y_1\tan {\mathrm{\θ}}_2}$

令偶模输入导纳Y_even为零，即可确定对应的偶模谐振频率。

下面为了更逼真的说明本发明结构的电磁特性，带入具体的结构参数，使用Rogers公司的0.508mm厚度的基片（型号5880），取导纳Y₁对应的阻抗Z₁=50.9Ω，导纳Y₂对应的阻抗Z₂=69.4Ω，电长度θ₁对应的长度l₁=4.75mm，电长度θ_a对应的长度l_a=0.35mm，电长度θ_c对应的长度l_c=7.3mm，Z_0e=168.5Ω，Z_0o=61.3Ω。在下表中给出了一个如图5所示谐振单元的谐振频率的Bloch-Floquet定理计算结果、奇偶模方法计算结果与电磁仿真计算结果比较，如表1所示，可见三者吻合较好。至于频率较高的谐振频率的差异，可能是因为在等效电路中忽略了一些寄生电容和接地电感造成的。

如果在如图5所示谐振单元两端加上两个输入/输出端口进行弱激励，可以得到下面的散射参数S₂₁曲线图，可以更直观得观察到如图8所示的七个谐振频率，这说明本发明所涉及到的谐振单元是一个具有七个谐振模式的多模谐振单元。

本发明的频率特性和群时延特性分别如图9和图10所示，虚线是仿真结果；实线是测试结果。测试仪器采用Agilent公司的E8363B网络分析仪，测试频率范围为200MHz～18GHz。频率特性在图9给出，它包括：S₂₁(插入损耗)参数和S₁₁(回波损耗)参数。其中，横坐标代表频率变量，单位为GHz；纵坐标代表幅度变量，单位为dB。测试结果表明，本发明的超宽带滤波器的3dB带宽超过7.3GHz(3.4GHz-10.7GHz),在中心频率6.85GHz处的插损略为-0.68dB，通带内回波损耗低于-17dB。两个传输零点分别位于12.87GHz和14.66GHz，从而能让滤波器在12～16GHz范围内得到大约40dB的谐波抑制，从而证明并发明的方案具有回波损耗较低、谐波抑制较好等优点。

本发明的群时延特性如图10所示，其中，横坐标代表频率变量，单位为GHz；纵坐标代表时间，单位为ns，通带内群时延的起伏小于0.5ns，比较平坦。

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims (2)

1.一种超宽带微带滤波器，包括从上往下依次层叠的第一金属层、介质层和第二金属层，所述第一金属层的金属图案包括左右对称的左部金属图案和右部金属图案，其特征在于，所述左部金属图案或右部金属图案分别包括依次连接的输入输出端口、第一阶跃阻抗短路截线、第二阶跃阻抗短路截线和交趾耦合线节，所述第一阶跃阻抗短路截线、第二阶跃阻抗短路截线和交趾耦合线节构成环状结构作为滤波器的谐振单元，所述交趾耦合线节包括平行耦合的第一子线节与第二子线节，所述第一子线节与第二阶跃阻抗短路截线的末端连接，所述第二子线节与第一阶跃阻抗短路截线的始端连接，所述第一阶跃阻抗短路截线和第二阶跃阻抗短路截线的交汇连接处还设置有一贯穿第一金属层和介质层并和第二金属层形成通路的金属化过孔；所述左部金属图案和右部金属图案的第二阶跃阻抗短路截线交汇连接在一起。

2.根据权利要求1所述的一种超宽带微带滤波器，其特征在于，上述第一阶跃阻抗短路截线的始端还包括一与第二子线节平行的用于调节回波损耗的匹配枝节。

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