CN102565816A - 一种载波平滑伪距分组平滑方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种载波平滑伪距分组平滑方法和装置，用串并转换器对采样得到的原始伪距观测量序列和载波相位观测量序列进行串并转换，得到的n组子序列分别输出到n个平滑滤波器，每1组子序列包括对应的1个原始伪距观测量子序列和1个载波相位观测量子序列，n≥2；每一平滑滤波器对输入的1组子序列并发执行载波平滑伪距算法，输出1个经载波相位平滑后的合成伪距子序列；最后，用并串转换器将n个合成伪距子序列进行并串转换，输出经载波相位平滑后的1个合成伪距序列。本发明可以解决输出频率受限于码跟踪环带宽的问题，以任意输出频率提供平滑后的合成伪距。

Description

一种载波平滑伪距分组平滑方法和装置

技术领域

本发明涉及全球导航卫星系统(GNSS)的定位技术，更具体地，涉及一种利用载波相位观测量对原始伪距观测量进行平滑的方法和装置。

背景技术

对于定位精度要求较高的GNSS用户，多路径效应、电离层传播延时和测量噪声是伪距测量和基于伪距定位误差的三个主要来源。多径误差同接收天线的周围环境密切相关，尽管业界开发了多种码跟踪环(也可称为锁码环)多径抑制技术，仍然难以彻底解决城市、山地等严酷环境中的伪距多径误差问题。商用接收机因而普遍采用了载波平滑伪距技术，利用载波观测量，多径和测量噪声远小于伪距观测量，可以减小多径和噪声，满足伪距定位的精度要求，但是输出载波平滑伪距数据速率受制于码跟踪环路的带宽。

GNSS原始伪距观测量的表达式如下：

P＝ρ+dρ+c(dt-dT)+ΔS_ion，g+ΔS_trop，g+M_P+n_P               (1)

载波相位的表达式：

Φ＝ρ+dρ+c(dt-dT)+ΔS_ion，p+ΔS_trop，p+N_Φ+M_Φ+n_Φ        (2)

P_i＝r_i+I_i+M_{P_i}+n_{P_i}

Φ_i＝r_i-I_i+N_Φ+M_{Φ_i}+n_{Φ_i}                                  (3)

其中，

r_i＝ρ_i+dρ_i+c(dt_i-dT_i)+ΔS_{trop_i}

I_i＝ΔS_{ion，g_i}    ΔS_{trop_i}＝ΔS_{trop，g_i}＝ΔS_{trop，p_i}    (4)

载波相位真距ρ、卫星轨道误差dρ、卫星钟差dt、接收机钟差dT和对流层延时ΔS_trop，p与伪距中的对应项相等，电离层延时ΔS_ion，g和ΔS_ion，p大小相等，符号相反。N_Φ表示整周模糊，载波相位多径误差M_Φ和测量噪声n_Φ的大小远小于伪距观测量M_p，n_p。

载波平滑伪距(carrier smoothed code，简称CSC，也称为载波相位平滑伪距)算法实质上是一个递归滤波器，逐步增大载波相位观测值的权重而减小原始伪距观测值的权重并保持直到复位，公式如下：

${\tilde{P}}_m=W_{P,m}{P}_m+W_{\mathrm{\Φ},m}[{\tilde{P}}_{m-1}+({\mathrm{\Φ}}_m-{\mathrm{\Φ}}_{m-1})]---\left(5\right)$

其中，

表示经载波相位平滑后的合成伪距，P_m表示原始伪距观测值，Φ_m表示载波相位观测值，W_p，m表示原始伪距观测值的权重，W_Φ，m表示载波相位观测值的权重。

其中：

$W_{P,m}=W_{P,m-1}-\frac{1}{K}$ $W_{\mathrm{\Φ},m}=W_{\mathrm{\Φ},m-1}+\frac{1}{K}---\left(6\right)$

K是离散时间常数。初始状态下：

${\tilde{P}}_1=P_1$ W_P，1＝1    W_Φ，1＝0                        (7)

当m增大并超过K，权重不再变化：

$W_{P,m}=\frac{1}{K}$ $W_{\mathrm{\Φ},m}=1-\frac{1}{K}$ m≥K                                         (8)

因此，其后的算法数学模型可以由一个常系数递归方程描述：

测量型接收机不仅广泛应用了载波平滑伪距算法，某些厂家(如NovAtel)的接收机还提供了算法参数的接口，供专业用户根据应用场合的需要优化设置。CSMOOTH命令给予NovAtel接收机用户对输出合成伪距中载波平滑深度的控制机制。术语“平滑”描述了如何滤除原始伪距观测量中的高频噪声。将伪距多径建模为一个类正弦或周期信号，频率越高，经平滑后残余分量越小。同时，平滑时间常数越大，即载波相位观测量在合成伪距中所占比重越大，平滑效果越好。对于白噪声干扰，平滑滤波器中载波相位的权值越大，滤波效果越理想。似乎为了滤除码跟踪环路输出噪声(包括多径)，只须尽可能多地运用载波相位进行平滑处理，但是增大载波相位的权值会对GPS接收机的性能带来负面影响。

一方面，电离层对原始伪距和载波相位的不同作用会在平滑后的伪距中产生一个系统偏差，该偏差会随算法的执行而积累，在电离层活跃的状态导致合成伪距误差超限。另一方面，提高采样率增大载波相位权值可以降低干扰强度，但采样间隔不得小于码跟踪环的环路滤波器时间常数的3倍。尽管伪距观测量间相互独立，当运用载波平滑伪距时，载波观测量和原始伪距间可能存在相关性。环路时间常数和数据采样间隔决定了相关性的强弱。因此，大的时间常数限制了最大采样频率。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种载波平滑伪距分组平滑方法和装置，可以解决输出频率受限于码跟踪环带宽的问题，以任意输出频率提供平滑后的合成伪距。

为了解决上述问题，本发明提供了一种载波平滑伪距分组平滑方法，应用于全球导航卫星系统，包括：

对采样得到的原始伪距观测量序列和载波相位观测量序列进行串并转换，得到的n组子序列分别输出到n个平滑滤波器，每1组子序列包括对应的1个原始伪距观测量子序列和1个载波相位观测量子序列，n≥2；

每一平滑滤波器对输入的1组子序列并发执行载波平滑伪距算法，输出1个经载波相位平滑后的合成伪距子序列；

将n个合成伪距子序列进行并串转换，输出经载波相位平滑后的1个合成伪距序列。

较佳地，

n的取值还满足条件：F/n小于设定的采样率门限，所述采样率门限的选取应使得原始伪距观测量子序列的噪声样点间不相关，其中，F为原始伪距观测量序列和载波相位观测量序列的采样频率。

较佳地，

所述采样率门限小于或等于所述全球导航卫星系统地面接收设备中码跟踪环的带宽。

较佳地，

所述对应的1个原始伪距观测量子序列和1个载波相位观测量子序列，指这两个子序列中的原始伪距观测量和载波相位观测量是在同一组采样点上采样得到的，从而可以使用所述对应的载波相位观测量子序列对所述原始伪距观测量子序列进行载波平滑伪距操作。

相应地，本发明提供的载波平滑伪距分组平滑装置应用于全球导航卫星系统，包括第一串并转换器、第二串并转换器，n个平滑滤波器和一个并串转换器，n≥2，其中：

所述第一串并转换器对采样得到的原始伪距观测量序列进行串并转换，得到n个原始伪距观测量子序列，分别输出到n个平滑滤波器；

所述第二串并转换器对采样得到的载波相位观测量序列进行串并转换，得到n个载波相位观测量子序列，分别输出到n个平滑滤波器；

所述n个平滑滤波器中的每一平滑滤波器对输入的1个原始伪距观测量子序列和1个载波相位观测量子序列并发执行载波平滑伪距算法，输出1个经载波相位平滑后的合成伪距子序列；

所述并串转换器对输入的n个合成伪距子序列进行并串转换，输出经载波相位平滑后的1个合成伪距序列。

较佳地，

所述n的取值还满足条件：F/n小于设定的采样率门限，所述采样率门限的选取应使得原始伪距观测量子序列的噪声样点间不相关，其中，F为原始伪距观测量序列和载波相位观测量序列的采样频率。

较佳地，

所述采样率门限小于或等于所述全球导航卫星系统地面接收设备中码跟踪环的带宽。

较佳地，

所述第一串并转换器和第二串并转换器输出到同一个平滑滤波器的1个原始伪距观测量子序列和1个载波相位观测量子序列是对应的，即这两个子序列中的原始伪距观测量和载波相位观测量是在同一组采样点上采样得到的，从而可以使用所述对应的载波相位观测量子序列对所述原始伪距观测量子序列进行载波平滑伪距操作。

与常规载波平滑伪距方案相比，采用分组平滑能够以任意输出频率提供平滑后的合成伪距，输出频率不再有上限，也即不再受限于码跟踪环带宽。分组后仅使用同组内的原始伪距观测量进行平滑，因而用于平滑的原始伪距观测量间互不相关；分组后仅使用同组内的载波相位观测量进行平滑，因而用于平滑的载波相位观测量间互不相关。不会导致动态响应变差。

附图说明

图1是伪距多径干扰平滑后强度的示意图；

图2是数字锁码环数学模型的示意图；

图3是本发明实施例分组平滑方法的流程图；

图4是本发明实施例分组平滑装置的结构图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下文中将结合附图对本发明的实施例进行详细说明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互任意组合。

先对载波平滑伪距算法的误差进行分析。

由于载波相位真距ρ、卫星轨道误差dρ、卫星钟差dt、接收机钟差dT和对流层延时ΔS_trop，p与伪距中的对应项相等，且在不同的频点间也基本相等，可以改写伪距与载波相位的表达式：

P_i＝r_i+I_i+M_{P_i}+N_{P_i}

Φ_i＝r_i-I_i+N_Φ+M_{Φ_i}+n_{Φ_i}                                     (10)

其中

r_i＝ρ_i+dρ_i+c(dt_i-dT_i)+ΔS_{trop_i}

I_i＝ΔS_{ion，g_i}    ΔS_{trop_i}＝ΔS_{trop，p，g_i}＝ΔS_{trop，p_i}    (11)

定义由电离层、多径和测量噪声引起的误差：

${\mathrm{\ϵ}}_i={\tilde{P}}_i-r_i-I_i---\left(12\right)$

定义时间常数τ＝(K-1)Δt，Δt是伪距平滑的最小采样间隔。忽略载波多径和载波测量噪声，在Δt→0条件下，可以由下述积分方程来表示上式定义的算法误差：

$\mathrm{\ϵ}={\mathrm{\ϵ}}_{0+}{e}^{-\frac{t}{\frac{K}{K-1}\mathrm{\τ}}}+\frac{K-1}{K}{e}^{-\frac{t}{\frac{K}{K-1}\mathrm{\τ}}}{\∫}_{0+}^t{e}^{\frac{t^{\′}}{\frac{K}{K-1}\mathrm{\τ}}}(-2\frac{\mathrm{dI}}{{\mathrm{dt}}^{\′}}+\frac{M_P}{\mathrm{\τ}}+\frac{n_P}{\mathrm{\τ}}){\mathrm{dt}}^{\′}---\left(13\right)$

多径误差完全取决于反射体与天线间的几何位置关系，其变化规律近似于正弦函数，周期大约在分钟级：

M_P＝A_Pcos(ω_Pt+α_P)                                             (14)

多径信号强度为A_P，周期为ω_P/2π的倒数。伪距多径效应经载波平滑后稳态误差为：

${\mathrm{\ϵ}}_{M_P}=\frac{A_P}{\sqrt{1+{\left(\frac{K}{K-1}{\mathrm{\τ\ω}}_P\right)}^2}}\sin ({\mathrm{\ω}}_{P}t+{\mathrm{\α}}_P+{\mathrm{\α}}^{\′})---\left(15\right)$

同为正弦函数的平滑后多径误差周期不变，强度减弱，如图1所示。其横轴表示伪距多径的周期(Period of Pseudo-Range Multipath)，纵轴表示衰减量(attenuation)，同时示出了不同平滑时间常数(time constant)下的多根曲线。很明显，平滑时间常数越大，效果越好。

假设伪距测量噪声为白噪声，时间相关函数为：

$R_{n_P}={{\mathrm{\σ}}_P}^2\mathrm{\δ}\left(t\right)---\left(16\right)$

其中，δ(t)是冲激函数/狄拉克函数，σ_P ²是伪距噪声功率。经平滑后，噪声功率为：

σ_SP ²＝σ_P ²/2τ                      (17)

可见，从抑制噪声的角度出发，也希望采用更大的时间常数。

以上结论是在白噪声的前提下得到，事实上观测量采样率必须被设定为小于环路带宽的条件下此假设才成立。由于现代GPS接收机的基带处理部分基本都已经实现了数字化，不再采用模拟锁相技术，以下部分将以数字码跟踪环(即数字延迟锁定环DDLL)为例进行分析，如图2所示。

码相位估计

中的测量噪声由等效加性噪声N_D(k，e，δ)通过环路滤波器(Loop Filter)和码数控振荡器(DCO，digitally controlled oscillator)产生，第k个相关输出产生的码跟踪误差

，δ代表相关器间距。鉴相器输出噪声N_D(k，e，δ)仍然是白噪声，其单边带功率谱密度：

$N_L=2{\left(\frac{N_0}{2}\right)}^2{B}_L[1-R^2\left(2\mathrm{\δ}\right)]+\frac{A^2}{4}\left[\frac{1}{2}\left(\frac{N_0}{2}\right)\right]{\sin c}^2[\left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ω}}_d\right)N/2]f(e,\mathrm{\δ})---\left(18\right)$

f(e，δ)＝R²(e-δ)+R²(e+δ)-2R(e-δ)R(e+δ)R²(2δ)

其中，

自相关函数：

$R\left(x\right)\≅\left\{\begin{array}{ccc}(1-|x\left|\right)& H_1& \mathrm{state}\\ 0& H_0& \mathrm{state}\end{array}\right.---\left(19\right)$

其中，H₁表示码跟踪环路处于锁定状态且跟踪误差小于一个码片。N₀是接收到射频信号(幅度为A)背景白噪声单边带功率谱密度。e是码跟踪误差，Δω_d是载波跟踪频差，码相关时间T_n＝NT_s，T_s是中频采样频率，B_L＝π/N。以环路更新率采样码跟踪环噪声所得序列自相关函数为：

$H_N\left(z\right)=\frac{D\left(\mathrm{\δ}\right)F\left(z\right)}{D\left(\mathrm{\δ}\right)F\left(z\right)+z-1}---\left(20\right)$

其中，R_P[m]表示自相关函数，H_N表示闭环系统函数。

D(δ)＝A²(1-δ)sin c²[(Δω_d)N/2]                        (21)

DLL通常采用二阶环路，其传递函数为：

F(z)＝g₁+g₂/(1-z^-1)                                      (22)

g1，g2为传递函数的参数。

为了保证环路稳定，两个极点z₁和z₂均位于单位圆(|z|＝1)内部。闭环系统函数可以表示为：

$H_N\left(z\right)=\frac{(2-z_1-z_2)z+z_1{z}_2-1}{z^2-(z_1+z_2)z+z_1{z}_2}---\left(23\right)$

因此，

$H_N\left(z^{-1}\right)=\frac{2-z_1-z_2+(z_1{z}_2-1)z}{1-(z_1+z_2)z+z_1{z}_2{z}^2}z---\left(24\right)$

自相关函数为：

经代数运算得到：

$R_P\left[m\right]=\frac{N_L{B}_L}{D^2\left(\mathrm{\δ}\right)}\frac{2z_1-z_1^2-1}{z_1-z_2}\frac{2-2z_1-z_2+z_1^2{z}_2}{1-(z_1+z_2)z_1+z_1^3{z}_2}{z}_1^{\left|m\right|}$

$+\frac{N_L{B}_L}{D^2\left(\mathrm{\δ}\right)}\frac{2z_2-z_2^2-1}{z_2-z_1}\frac{2-2z_2-z_1+z_2^2{z}_1}{1-(z_2+z_1)z_2+z_2^3{z}_1}{z}_2^{\left|m\right|}---\left(26\right)$

可进一步化简为：

$R_P\left[m\right]=c_1{z}_1^{\left|m\right|}+c_2{z}_2^{\left|m\right|}$

$c_1=\frac{N_L{B}_L}{D^2\left(\mathrm{\δ}\right)}\frac{2z_1-z_1^2-1}{z_1-z_2}\frac{2-2z_1-z_2+z_1^2{z}_2}{1-(z_1+z_2)z_1+z_1^3{z}_2}---\left(27\right)$

$c_2=\frac{N_L{B}_L}{D^2\left(\mathrm{\δ}\right)}\frac{2z_2-z_2^2-1}{z_2-z_1}\frac{2-2z_2-z_1+z_2^2{z}_1}{1-(z_2+z_1)z_2+z_2^3{z}_1}$

显然

$R_P\left[m\right]=c_1{z}_1^{\left|m\right|}+c_2{z}_2^{\left|m\right|}\→0,m\→\∞---\left(28\right)$

这意味着当采样率很低，采样间隔很宽，则噪声采样序列不同样点间不相关，可以用白噪声模型来近似。

一方面现代GPS接收机都是用数字跟踪环路，另一方面载波相位测量噪声因为不满足均方可微条件而无法用微分方程描述，载波平滑伪距噪声的数学分析改以差分方程来完成。

${\mathrm{\ϵ}}_i=\frac{K-1}{K}{\mathrm{\ϵ}}_{i-1}+\frac{n_{P\_i}}{K}+\frac{K-1}{K}(n_{\mathrm{\Φ}\_i}-n_{\mathrm{\Φ}\_i-1})---\left(29\right)$

噪声方差：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\ϵ}}^2=\frac{1}{K^2}\underset{j=0}{\overset{i-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{i-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left(\frac{K-1}{K}\right)}^{j+l}E\left[n_{P\_i-j}{n}_{P\_i-l}\right]$

$+\underset{j=0}{\overset{i-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{i-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left(\frac{K-1}{K}\right)}^{j+l+2}\left(\begin{array}{c}E\left[n_{\mathrm{\Φ}\_i-j}{n}_{\mathrm{\Φ}\_i-l}\right]-E\left[n_{\mathrm{\Φ}\_i-j}{n}_{\mathrm{\Φ}\_i-l-1}\right]\\ -E\left[n_{\mathrm{\Φ}\_i-j-1}{n}_{\mathrm{\Φ}\_i-l}\right]+E\left[n_{\mathrm{\Φ}-i-j-1}{n}_{\mathrm{\Φ}-i-l-1}\right]\end{array}\right)---\left(30\right)$

$+\frac{1}{K}\underset{j=0}{\overset{i-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{i-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left(\frac{K-1}{K}\right)}^{j+l+1}\left(\begin{array}{c}E\left[n_{P\_i-j}{n}_{\mathrm{\Φ}\_i-l}\right]-E\left[n_{P\_i-j}{n}_{\mathrm{\Φ}\_i-l-1}\right]\\ +E\left[n_{\mathrm{\Φ}\_i-j}{n}_{P\_i-l}\right]-E\left[n_{\mathrm{\Φ}\_i-j-1}{n}_{P\_i-l}\right]\end{array}\right)$

由原始伪距引入的噪声方差为：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\ϵ}}^2=\frac{1}{K^2}\underset{j=0}{\overset{i-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{i-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left(\frac{K-1}{K}\right)}^{j+l}E\left[n_{P\_i-j}{n}_{P\_i-l}\right]---\left(31\right)$

上式可改写为：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\ϵ}}^2=\frac{1}{K^2}\underset{j=0}{\overset{i-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{i-1}{\mathrm{\Σ}}}{Q}^{j+l}{R}_P[l-j]$ $Q=\frac{K-1}{K}---\left(32\right)$

由公式25可知噪声的相关函数是偶函数，推导得到：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\ϵ}}^2=\frac{2}{2K-1}\underset{m=0}{\overset{i-1}{\mathrm{\Σ}}}[Q^m-Q^{2i-m}]R_P\left[m\right]-\frac{1-Q^{2i}}{2K-1}{R}_P\left[0\right]---\left(33\right)$

由公式(25)后的讨论还可以知道，采样率低于某一门限，码跟踪环噪声近似为白噪声，则平滑后的噪声功率为：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\ϵ}}^2=\frac{1-Q^{2i}}{2K-1}{R}_P\left[0\right]=\frac{1-Q^{2i}}{2K-1}{{\mathrm{\σ}}_P}^2---\left(34\right)$

对照由微分方程得到的白噪声平滑结果(公式(15))，二者一致显示出增大载波相位的权值可以更好地滤除来自原始伪距的测量噪声。而且，从差分方程的分析结果可以知道，在时间常数τ＝(K-1)Δt不变的条件下，只须提高采样率，即可增大载波相位的权值(K-1)/K，从而达到滤除噪声的目的。可是采样率一旦超过某一门限，伪距噪声不再能够近似为白噪声，而是色噪声。噪声的平滑效果如公式(31)所示，与噪声的相关函数有关。白噪声的相关函数仅在m＝0处非零，色噪声的相关函数在m为其他值处也有非零分量。因此，到达上述门限后采样率的继续提升在增大K值的同时却可能导致噪声的相关函数出现更多更大的非零分量，从而抵消载波K权值增大带来的好处。可以认为，一旦采样率超越码跟踪环的带宽，则噪声模型由白噪声变为色噪声。码跟踪环可采用延迟锁定环(DLL，delay-locked-loop)。

从理论上对载波平滑伪距算法进行精确数学分析后，本实施例提出一种载波平滑伪距分组平滑方法和装置，使得接收机可以任意数据率输出载波平滑伪距，而不必受码跟踪环带宽的制约。

由前节的数学分析，可以得出以下结论：当采样率接近码跟踪环的带宽，原始伪距测量噪声将变得相关，继续提高采样率将不会如白噪声那样因载波相位的权值增大而更加有效地滤除原始伪距噪声。降低采样频率可以消除噪声的相关性。

由于码跟踪环的带宽通常在1～5Hz之间，则采样率最好在1Hz以下，但是接收机可能需要以10～100Hz的频率输出平滑后的伪距或定位结果。看似二者之间存在矛盾，本实施例提出分组平滑的方法和装置正是为了保证在低采样率条件下的高(任意)的平滑后伪距输出率。分组的目的在于使各组内采样点的采样间隔足够大，采样率低于码跟踪环的带宽或某一门限，使得各组内的噪声样点间不相关，而平滑只在组内进行，保证了平滑样点间噪声不相关；多组样点在各自的平滑滤波器内并发进行平滑操作且输出滤波后的合成伪距，保证了输出数据速率满足要求。简而言之，分组降低了平滑滤波器内采样点的采样率，各组并发滤波且合并输出滤波后伪距，保证了高数据输出速率。由于载波跟踪环路(PLL)带宽通常大于码跟踪环的带宽，只要保证采样率足够低使得伪距测量噪声不相关，则载波测量噪声一定也不相关。

如图3所示，本实施例的载波平滑伪距分组平滑方法包括：

步骤110，对采样得到的原始伪距观测量序列和载波相位观测量序列进行串并转换，得到的n组子序列分别输出到n个平滑滤波器，每1组子序列包括对应的1个原始伪距观测量子序列和1个载波相位观测量子序列；

上述对应的1个原始伪距观测量子序列和1个载波相位观测量子序列，是指这两个子序列中的原始伪距观测量和载波相位观测量是在同一组采样点上采样得到的，从而可以使用所述对应的载波相位观测量子序列对所述原始伪距观测量子序列进行载波平滑伪距操作。

步骤120，每一平滑滤波器对输入的1组子序列并发执行载波平滑伪距算法，输出1个经载波相位平滑后的合成伪距子序列；

步骤130，将n个合成伪距子序列进行并串转换，输出经载波相位平滑后的1个合成伪距序列。

其中，n≥2，且应满足F/n小于设定的采样率门限，该采样率门限的选取应使得原始伪距观测量子序列的噪声样点间不相关。例如，该采样率门限可以小于或等于B，即应满足F/n＜B，其中，F为原始伪距观测量序列和载波相位观测量序列的采样频率，B为码跟踪环的带宽。

这样，输出的合成伪距序列的数据速率等于原始伪距观测量序列和载波相位观测量序列的采样频率。可见，分组降低了平滑滤波器内采样点的采样率，各组并发滤波且合并输出滤波后伪距，保证了高数据输出速率。

相应地，如图4所示，本实施例的载波平滑伪距分组平滑装置包括第一串并转换器、第二串并转换器，n个平滑滤波器和一个并串转换器，其中：

第一串并转换器，对采样得到的原始伪距观测量序列进行串并转换，得到n个原始伪距观测量子序列，分别输出到n个平滑滤波器；

第二串并转换器，对采样得到的载波相位观测量序列进行串并转换，得到n个载波相位观测量子序列，分别输出到n个平滑滤波器；

n个平滑滤波器中的每一平滑滤波器对输入的1个原始伪距观测量子序列和1个载波相位观测量子序列并发执行载波平滑伪距算法，输出1个经载波相位平滑后的合成伪距子序列；

并串转换器，对输入的n个合成伪距子序列进行并串转换，输出经载波相位平滑后的1个合成伪距序列。

n的取值如上所述。并且第一串并转换器和第二串并转换器输出到同一个平滑滤波器的1个原始伪距观测量子序列和1个载波相位观测量子序列应该是对应的，即这两个子序列中的原始伪距观测量和载波相位观测量是在同一组采样点上采样得到的，从而可以使用所述对应的载波相位观测量子序列对所述原始伪距观测量子序列进行载波平滑伪距操作。

下面用一个应用示例进行说明。

以1Hz采样率3Hz输出数据速率为例，假设原始伪距和载波相位观测量以3Hz的速率进入平滑模块：

{P₀，P₁，P₂，P₃，P₄，...P_n，P_n+1，...}+{Φ₀，Φ₁，Φ₂，Φ₃，Φ₄，...Φ_n，Φ_n+1，...}    (35)

则可以将观测量以下标分为3组：

$\left\{\begin{array}{c}\{P_0,P_3,P_6,P_9,P_{12},...P_{3k},...\}+\{{\mathrm{\Φ}}_0,{\mathrm{\Φ}}_3,{\mathrm{\Φ}}_6,{\mathrm{\Φ}}_9,{\mathrm{\Φ}}_{12},...{\mathrm{\Φ}}_{3k},...\}\\ \{P_1,P_4,P_7,P_{10},P_{13},...P_{3k+1},...\}+\{{\mathrm{\Φ}}_1,{\mathrm{\Φ}}_4,{\mathrm{\Φ}}_7,{\mathrm{\Φ}}_{10},{\mathrm{\Φ}}_{13},...{\mathrm{\Φ}}_{3k+1},...\}\\ \{P_2,P_5,P_8,P_{11},P_{14},...P_{3k+2},...\}+\{{\mathrm{\Φ}}_2,{\mathrm{\Φ}}_5,{\mathrm{\Φ}}_8,{\mathrm{\Φ}}_{11},{\mathrm{\Φ}}_{14},...{\mathrm{\Φ}}_{3k+2},...\}\end{array}\right.---\left(36\right)$

3组观测量在3个独立的滤波器中并发执行载波平滑伪距算法，得到：

$\left\{\begin{array}{c}\{{\tilde{P}}_0,{\tilde{P}}_3,{\tilde{P}}_6,{\tilde{P}}_9,{\tilde{P}}_{12},...{\tilde{P}}_{3k},...\}\\ \{{\tilde{P}}_1,{\tilde{P}}_4,{\tilde{P}}_7,{\tilde{P}}_{10},{\tilde{P}}_{13},...{\tilde{P}}_{3k+1},...\}\\ \{{\tilde{P}}_2,{\tilde{P}}_5,{\tilde{P}}_8,{\tilde{P}}_{11},{\tilde{P}}_{14},...{\tilde{P}}_{3k+2},...\}\end{array}\right.---\left(37\right)$

再将各组的平滑结果按下标的顺序合并输出得：

$\{{\tilde{P}}_0,{\tilde{P}}_1,{\tilde{P}}_2,{\tilde{P}}_3,{\tilde{P}}_4,...{\tilde{P}}_n,{\tilde{P}}_{n+1},...\}---\left(38\right)$

从而达到对高数据率(3Hz)输入的样点序列，以低采样率(1Hz)进行平滑操作，再以原高数据率(3Hz)输出平滑后伪距。

本领域普通技术人员可以理解上述方法中的全部或部分步骤可通过程序来指令相关硬件完成，所述程序可以存储于计算机可读存储介质中，如只读存储器、磁盘或光盘等。可选地，上述实施例的全部或部分步骤也可以使用一个或多个集成电路来实现，相应地，上述实施例中的各模块/单元可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。本发明不限制于任何特定形式的硬件和软件的结合。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种载波平滑伪距分组平滑方法，应用于全球导航卫星系统，该方法包括：

对采样得到的原始伪距观测量序列和载波相位观测量序列进行串并转换，得到的n组子序列分别输出到n个平滑滤波器，每1组子序列包括对应的1个原始伪距观测量子序列和1个载波相位观测量子序列，n≥2；

每一平滑滤波器对输入的1组子序列并发执行载波平滑伪距算法，输出1个经载波相位平滑后的合成伪距子序列；

将n个合成伪距子序列进行并串转换，输出经载波相位平滑后的1个合成伪距序列。

2.如权利要求1所述的载波平滑伪距分组平滑方法，其特征在于：

n的取值还满足条件：F/n小于设定的采样率门限，所述采样率门限的选取应使得原始伪距观测量子序列的噪声样点间不相关，其中，F为原始伪距观测量序列和载波相位观测量序列的采样频率。

3.如权利要求2所述的载波平滑伪距分组平滑方法，其特征在于：

所述采样率门限小于或等于所述全球导航卫星系统地面接收设备中码跟踪环的带宽。

4.如权利要求1或2或3所述的载波平滑伪距分组平滑方法，其特征在于：

所述对应的1个原始伪距观测量子序列和1个载波相位观测量子序列，指这两个子序列中的原始伪距观测量和载波相位观测量是在同一组采样点上采样得到的，从而可以使用所述对应的载波相位观测量子序列对所述原始伪距观测量子序列进行载波平滑伪距操作。

5.一种载波平滑伪距分组平滑装置，应用于全球导航卫星系统，其特征在于，包括第一串并转换器、第二串并转换器，n个平滑滤波器和一个并串转换器，n≥2，其中：

所述第一串并转换器对采样得到的原始伪距观测量序列进行串并转换，得到n个原始伪距观测量子序列，分别输出到n个平滑滤波器；

所述第二串并转换器对采样得到的载波相位观测量序列进行串并转换，得到n个载波相位观测量子序列，分别输出到n个平滑滤波器；

所述n个平滑滤波器中的每一平滑滤波器对输入的1个原始伪距观测量子序列和1个载波相位观测量子序列并发执行载波平滑伪距算法，输出1个经载波相位平滑后的合成伪距子序列；

所述并串转换器对输入的n个合成伪距子序列进行并串转换，输出经载波相位平滑后的1个合成伪距序列。

6.如权利要求5所述的载波平滑伪距分组平滑装置，其特征在于：

所述n的取值还满足条件：F/n小于设定的采样率门限，所述采样率门限的选取应使得原始伪距观测量子序列的噪声样点间不相关，其中，F为原始伪距观测量序列和载波相位观测量序列的采样频率。

7.如权利要求6所述的载波平滑伪距分组平滑装置，其特征在于：

所述采样率门限小于或等于所述全球导航卫星系统地面接收设备中码跟踪环的带宽。

8.如权利要求1或2或3所述的载波平滑伪距分组平滑装置，其特征在于：

所述第一串并转换器和第二串并转换器输出到同一个平滑滤波器的1个原始伪距观测量子序列和1个载波相位观测量子序列是对应的，即这两个子序列中的原始伪距观测量和载波相位观测量是在同一组采样点上采样得到的，从而可以使用所述对应的载波相位观测量子序列对所述原始伪距观测量子序列进行载波平滑伪距操作。

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