CN102545611B - Dc‑dc转换器中电感电流的测量的系统和方法 - Google Patents

Dc‑dc转换器中电感电流的测量的系统和方法 Download PDF

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Abstract

一种DC‑DC转换器中电感电流的测量的系统和方法，包括平均模块、高通滤波模块、估计模块、检测模块以及结合模块。所述平均模块接收电源的输出电压并产生平均输出电压；所述高通滤波模块接收用于在电源输出级控制开关的平均开关电压，并对平均输出电压和平均开关电压的差进行过滤；所述估计模块基于高通滤波模块的输出对流经输出级电感的第一滤波电流进行估计；所述检测模块检测电感两端电压，并对流经电感的第二电流进行估计；所述低通滤波模块过滤第二电流；所述结合模块将第一滤波电流与第二滤波电流相结合以产生流经所述电感的估计电流。

Description

DC-DC转换器中电感电流的测量的系统和方法
技术领域
本发明与申请号为12/622478，申请日为2009年11月20日的美国专利申请相关。上述申请的公开文件在此以引用的方式整体并入。
背景技术
于此进行背景技术描述的目的在于对所公开的内容做出一般性的说明。发明人的某些工作，而此工作已在背景技术中已得到某种程度的描述，以及在说明书中关于某些在申请日前尚未成为现有技术的内容，无论是以明确或隐含的方式均不视为相对于本发明的现有技术。
许多模拟和数字电源，包括平均电流模式电源，都包含有DC-DC转换器。DC-DC转换器具有多种不同类型（例如，降压转换器，升压转换器，降压-升压转换器，反激式转换器等）。降压型DC-DC转换器包括位于输出级的电感。所述DC-DC转换器的输出电压可以通过多种方式进行调节。例如，在平均电流模式电源中，通过电感的电流（电感电流）可被用于调节所述输出电压。因此，检测电感电流对于控制高效DC-DC转换器而言是一种重要功能。
所述检测到的电感电流具有多种应用。例如，所述应用可能包括过流保护，自适应电压定位，以及对电流模式电源的环路控制。此外，所述检测的电感电流可被用于确定何时从连续导通模式（Continuous Conduction Mode，CCM）转换到不连续导通模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）。进一步，所述检测的电感电流可被用于计算基于状态空间的控制器中的负载电流，其中估计的电容电流是可获得的。
检测所述电感电流的方法需精确，低成本，并且对DC-DC转换器总体效率的影响要最小。目前已有数个方法可用于检测所述电感电流。然而，每一种方法都具有不符合DC-DC转换器尖端、高精度和快速瞬态响应要求的缺陷。这些方法中的一些将会在下文中描述。
现在参考图1，转换器10利用与电感串联的高精度电阻对所述电感电流进行检测。所述转换器10包括脉宽调制（PWM）控制器12、一对相互串联的开关14和16、电感L、高精度检测电阻Rsense、电容Cout和放大器20。Rdc是所述电感L的寄生电阻。
所述PWM控制器12产生控制开关14和16开关时间的脉宽调制脉冲。电流i流经所述电感L，并在所述检测电阻Rsense两端产生压降。放大器20具有增益Av，并对检测电阻Rsense两端的压降进行放大。放大器20的输出为i*Rsense*Av。电感电流i由放大器20的输出决定。
这种方法会在检测电阻Rsense中遭受损失，该检测电阻Rsense会降低转换器10的总体效率。此外，因为被用于检测电感电流i的检测电阻Rsense两端的压降很小，这种方法会受到噪声的影响。进一步，用于测量电感电流i的测量电路会增加延时。
作为对检测电阻Rsense的替代，开关14和16的导通电阻（RDSon）可被用于检测电感电流i。RDSon是当开关处于导通状态下开关的漏极和源极之间的电阻。当开关导通时，开关的RDSon与电感L串联，并且电感电流i会在RDSon的两端产生压降（即VDS），VDS可被测量以用于对所述电感电流i进行检测。
虽然这种方法不会影响转换器的效率，但由于RDSon的值会基于温度变化，因此这种方法不会很精确。进一步，VDS的小信号等级会带来噪声问题。此外，用于测量电感电流i的测量电路会增加延时。
现在参考图2，转换器30利用与所述电感相并联的电阻和电容来检测所述电感电流。转换器30包括PWM控制器12，开关14和16，电感L和电容Cout。此外，如图所示，电阻R和电容C跨接在电感L两端。RDC，所述电感L的寄生电阻，作为检测电阻起作用。
R和C的值被选择以使得由电阻R和电容C构成的RC电路的阻抗与所述电感L的阻抗相匹配。换句话说，选择R和C的值以使得RC电路的时间常数与由电感L和寄生电阻RDC构成的LR电路的时间常数相匹配。那就是说，R和C的值被选为R*C≈L/RDC。
当R*C≈L/RDC时，所述电容C两端的电压与电感电流i成线性比例关系。放大器40对电容C两端的电压进行放大，并产生一输出i*RDC*Av。所述电感电流i可由放大器40的输出决定。
这种方法的精确度取决于RC电路的阻抗与电感L阻抗的匹配程度。进一步，所述电容C的小电压等级会带来噪声问题。特别地，所述检测到的电感电流可能包括高频噪声。此外，用于测量电感电流i的测量电路会增加延时。
发明内容
一种系统包括平均模块，高通滤波器模块，第一估计模块，检测模块，以及结合模块。所述平均模块接收电源的输出电压并产生平均输出电压。所述高通滤波器模块接收被用于在电源输出级控制开关的平均开关电压，并滤除所述平均输出电压与平均开关电压间的差。所述估计模块基于所述高通滤波模块的输出对经过位于输出级的电感的第一滤波电流进行估计。所述检测模块检测所述电感两端的电压，并对流经所述电感的第二电流进行估计。低通滤波模块对所述第二电流进行过滤。所述结合模块将所述第一滤波电流和所述第二滤波电流进行组合以产生一流经所述电感的估计的电流。
在其他特征中，所述高通滤波模块包括具有第一角频率的高通滤波器。所述低通滤波模块包括具有第二角频率的低通滤波器。所述第一角频率与第二角频率相等。
在其他特征中，所述高通滤波模块包括具有第一增益的高通滤波器。所述低通滤波模块包括具有第二增益的低通滤波器。所述第一增益与第二增益相等。
在其他特征中，所述高通滤波模块包括具有第一极点的高通滤波器。所述低通滤波模块包括具有第二极点的低通滤波器。所述第一极点与第二极点相等。
在另外的特征中，所述检测模块包括跨接在所述电感两端的电路。所述电路的阻抗与所述电感的阻抗相匹配。
在另外的特征中，所述估计模块通过利用电感模型对流经所述电感的第一电流进行估计。
在其他特征中，所述高通滤波模块、估计模块、低通滤波模块和结合模块利用至少一个主动和被动模拟元件，包括电阻、电容，以及运算放大器来实现。
在其他特征中，所述高通滤波模块，估计模块，低通滤波模块，和结合模块利用数字逻辑元件，包括加法器，乘法器，以及延时级来实现。
在其他特征中，所述高通滤波模块，估计模块，低通滤波模块，和结合模块利用固件，包括由数字信号处理器（DSP）执行的指令控制转换器来实现。
在其他特征中，一种方法包括通过对电源的输出电压进行平均化以产生平均输出电压。所述方法进一步包括利用高通滤波器过滤所述平均输出电压和平均开关电压之间的差，所述平均开关电压用于在电源的输出级对开关进行控制。所述方法进一步包括基于所述高通滤波器的输出对位于输出级的电感的第一滤波电流进行估计，并通过检测所述电感两端的电压对流经所述电感的第二电流进行估计。所述方法进一步包括利用所述低通滤波器对所述第二电流进行过滤，并将所述第一滤波电流和所述第二滤波电流进行组合以产生流经所述电感的估计电流。
在其他特征中，所述方法进一步包括对所述高通滤波器进行配置以使其具有第一角频率，以及对所述低通滤波器进行配置以使其具有第二角频率，这里所述第一角频率等于第二角频率。
在其他特征中，所述方法进一步包括对所述高通滤波器进行配置以使其具有第一增益，以及对所述低通滤波器进行配置以使其具有第二增益，这里所述第一增益等于第二增益。
在其他特征中，所述方法进一步包括对所述高通滤波器进行配置以使其具有第一极点，以及对所述低通滤波器进行配置以使其具有第二极点，这里所述第一极点等于第二极点。
在另外的特征中，所述方法进一步包括通过利用跨接在所述电感两端的电路检测所述电感两端的电压，所述电路的阻抗与所述电感的阻抗相匹配。
在其他特征中，所述方法进一步包括产生所述电感的模型并通过利用所述模型来估计流经所述电感的第一电流。
本发明的进一步适用范围将会在下述说明书中突显出来。应当明确的是说明书和特定实例的目的仅在于对本发明进行解释说明，并不会对本发明的保护范围构成限制。
附图说明
通过结合说明书和附图，本发明将变得更为易于理解，其中：
图1描述了一种DC-DC转换器，所述DC-DC转换器利用与电感相串联的电阻来检测电感电流；
图2描述了一种DC-DC转换器，所述DC-DC转换器利用与电感相并联的电阻和电容来检测电感电流；
图3A和3B描述了一种系统，所述系统利用数学模型来对平均电感电流进行估计；
图4是根据本发明的对电感电流进行检测的系统的功能方框图；
图5是根据本发明的对电感电流进行检测的系统的详细功能方框图；
图6A-6D描述了在图4和5中所使用的高通滤波模块的不同实施方式；
图7是图4和5中所使用的估计模块的功能方框图；
图8A-8D描述了在图4和5中所使用的低通滤波模块的不同实施方式；
图9A是图4所示系统的模拟实现方式；
图9B是图9A中所示模拟实现方式的模拟表示；
图10是根据本发明对电感电流进行检测的方法流程图。
具体实施方式
以下描述实质上仅仅只是说明，其目的并不在于限制本发明，或者是限制本发明的应用或使用。为了清楚起见，相同的附图标记将在附图中被用于确定相似的元件。就如这里使用的一样，表述A、B和C中的至少一个应该被理解为逻辑（A或B 或C），利用无排他性逻辑OR。应该知道的是，一种方法中的步骤执行顺序可能不同，但这并不能改变本发明的原理。
就如此处使用的一样，术语“模块”可以是指某一特定用途集成电路（ASIC），或特定用途集成电路（ASIC）的一部分，或一电子电路，一组合逻辑电路，现场可编程门阵列（FPGA），一执行代码的处理器（共用的，专用的，或组），提供所述功能的其他合适组件，或上述一部分或所有部件的结合，例如是一个片上系统。所述术语“模块”可以包括存储器（共用的，专用的，或组），所述存储器存储由处理器执行的代码。
术语“代码”，就如上面使用的一样，可能包括软件，固件，和/或微代码，并且可能是指程序，例程，函数、类和/或对象。术语“共用的”，就如上面使用的一样，意思是来自于多个模块的一些或全部代码利用一单个（共用的）处理器进行处理。此外，来自于多个模块的一些或全部代码存储于一个单个（共用的）存储器中。术语“组”，就如上面使用的一样，意思是来自于单个模块的一些或全部代码利用一组处理器进行处理。此外，来自于单个模块的一些或全部代码存储于一组存储器中。
这里所述的一些装置和方法可以通过由一个或多个处理器执行的一个或多个计算机程序来实现。计算机程序包括存储于非暂时性有形计算机可读媒介中的处理器执行指令。计算机程序还可能包括存储数据。非暂时性有形计算机可读媒介的非限制性实例是非易失存储器，磁存储器，以及光学存储器。
现在参考图3A和3B，系统100利用数学模型对平均电感电流进行估计。所述数学模型的详细描述可以从申请日为2009年11月20日的美国专利US 12/622478中获知，该专利以引用方式在此整体并入。对所述系统100的简要描述如下。
在图3A中，系统100包括脉宽调制（PWM）控制器12、开关14和16、电感L和电容Cout。此外，系统100还包括模数转换器（ADC）/平均模块102、估计模块104、模数转换器（ADC）106和除法器108。ADC/平均模块102对电容Cout处的输出电压进行数字化，并产生所述输出电压的平均值（Voutavg）。ADC106对输入电压Vdd进行数字化。除法器108将平均开关电压Vavgsw除以输入电压Vdd。平均开关电压Vavgsw是被用于控制开关14和16占空比的信号的平均电压。PWM控制器12基于比率Vavgsw/Vdd确定驱动开关14和16的脉冲的占空比。
平均开关电压Vavgsw和输出电压的平均值被输入到估计模块104。估计模块104将平均开关电压Vavgsw和输出电压的平均值相组合以对平均电感电流进行估计。估计模块104利用下面阐述的数学模型估计所述平均电感电流iest。
在图3B中，估计模块104得以详细显示。所述估计模块包括减法器150、乘法器152、加法器154、延时级156以及乘法器158。减法器150产生所述平均开关电压Vavgsw与输出电压的平均值之间的差值。乘法器152对减法器150的输出作倍数运算。加法器154将乘法器152的输出与乘法器158的输出作加法运算。延时级156对加法器154的输出进行延时。乘法器158对延时级156的输出作倍数运算。延时级156的输出即为所述估计的电感电流iest。
数学上，瞬时电感电流由以下方程式给出：
当在一个PWM周期进行平均化时，上述方程式归纳为：
利用在一个周期内的平均化定义，上述方程式简化为：
其中Vavgsw是平均开关电压，avgi是平均电感电流，vout是测量或估计输出电压，L是电感L的电感值，R是所述功率级的直流电阻。
这些微分方程可以简化为离散时间方程形式：
avgi(n+1) = Aest * avgi(n) + Best * (Vavgsw(n) – vest (n))，
这里Aest和Best是乘法器，n代表电流采样时间，（n+1）代表随后的采样时间。典型地，由于所述电感L的时间常数（L/R）远大于采样时间Ts，因此Aest和Best近似为Best=Ts/L，Aest=1-R*Ts/L。
上述方法利用电感的数学模型以及功率级的直流电阻来对所述平均电感电流进行估计。这种方法不会带来噪声问题，因为该方法利用了数学模型来替代噪声感应测量。然而，该方法是基于占空比（由于Vavgsw与占空比成比例）和输出电压来对平均电感电流进行估计。因此，该方法由于占空比中的误差而具有直流偏置的问题。
本发明涉及利用以下两种方法的结合来产生电感电流的复合估计值：一种方法是利用阻抗匹配电路来检测所述电感电流，另一种方法是利用数学模型来估计所述电感电流。所述与利用数学模型的方法相关联的直流偏置问题可以通过利用高通滤波器过滤估计模块的输入来消除。所述与利用阻抗匹配电路的方法相关联的高频噪声问题可以通过利用低通滤波器过滤检测的电感电流来消除。所述估计模块和低通滤波器的输出相结合以产生一不带有直流偏置和高频噪声的复合估计电感电流。
因此，本发明提供了一种检测电感电流的方法，该方法没有噪声问题，也不会对转换器的总体效率产生影响。这里所公开的产生电感电流复合估计的方法协调了阻抗匹配方法无损耗和低成本的优势，该方法通过数学建模的方式来产生无噪声电流估计。因此，本发明所述的方法提供了在低成本情况下的高带宽，低噪声，以及高精度的电感电流估计。本发明所述的方法可以利用模拟硬件，数字硬件，固件，或其组合来实现。
现在参考图4，其出示了一个根据本发明所述的检测电感电流的系统200的功能方框图。系统200包括高通滤波模块202、估计模块204、低通滤波模块206以及结合模块208。高通滤波模块202包括一个高通滤波器。低通滤波模块206包括一个低通滤波器。所述高通滤波器和低通滤波器具有相同的角频率（例如，3dB截止频率）和相同的增益。
所述高通滤波器以及低通滤波器的角频率和增益可由用户选择。例如，用户可利用电源管理总线（PMbus）指令或图形用户界面（GUI）指令与所述控制器进行沟通以选择角频率和增益。
高通滤波模块202接收转换器的平均输出电压（Voutavg）以及可从控制转换器的控制器获得的平均开关电压（Vavgsw）。平均开关电压Vavgsw与占空比成比例。因此，平均开关电压Vavgsw也可以被称之为Vduty（即占空比电压）。高通滤波模块202对Vavgsw 和Voutavg进行滤波。高通滤波模块202的输出，Vindhp，不带有直流偏置。Vindhp为估计模块204的输入。估计模块204利用上述数学模型对电感电流进行估计，并产生不带直流偏置的估计电感电流iesthp。
低通滤波模块206对利用上述阻抗匹配方法（见图2的描述）检测的电感电流iest进行过滤。低通滤波模块206将高频噪声从检测电感电流iest和输出iestlp中滤除，所以输出iestlp中将不带有高频噪声。结合模块208将估计模块204的输出iesthp以及低通滤波模块206的输出iestlp进行组合以产生不带有直流偏执和高频噪声的混合电感电流iblend。
现在参考图5，其出示了系统200-1。系统200-1包括图2所示的转换器30、图3A和3B所示的系统100以及图4所示的系统200。其中转换器30、系统100和系统200的运行如上所述，这里不再重复。
现在参考图6A-8D，出示了系统200每一模块的不同实施方式（例如，模拟，数字，以及固件方式）。在图6A-6D中，出示了高通滤波模块202的不同实施方式。在图7中，出示了估计模块204的数字实施方式。在图8A-8D中，出示了低通滤波模块206的不同实施方式。
图6A出示了一种离散高通滤波器（例如，一阶高通数字滤波器），这里α是Z域内高通滤波器的极点。在图6B中，所述离散高通滤波器的数字实施方式包括加法器、延时级和增益级。加法器220、222和224代表求和点。延时级226增加了延时，表示为1/Z。增益级228利用乘法器来实现，这里混和（即增益）=1/（1-α）。
高通滤波模块202可通过基于数字信号处理器（DSP）的电源控制器中的固件来实现。所述固件可能包括用于以下方程的代码：
Vind = Vduty(n) – Vout(n)，和
Vindhp = Vind (n) + Vindhp*(1-1/blend) – Vind (n-1),
其中n代表电流采样时间，（n-1）代表前面的采样时间，将blend替换为1/（1-α），Vindhp的方程变为：
Vindhp = Vind (n) + Vindhp*α – Vind (n-1).
在图6C和6D中，出示了高通滤波器的模拟实施方式。在图6C中，利用被动元件（RC电路）来实现的模拟高通滤波器被出示。所述模拟高通滤波器的角频率为fc=1/2πRC。在图6D中，利用主动元件来实现的模拟高通滤波器被出示。所述模拟高通滤波器的角频率为fc=1/2πR1C。高频信号通过R2/R1进行反相和放大。因此，高通滤波器的增益即为（- R2/R1）。
在图7中，估计模块204包括乘法器250、加法器252、延时级254和乘法器256。所述估计模块的输入是高通滤波模块202不带有直流偏置的输出Vindhp。乘法器250对Vindhp进行倍数运算。加法器252对乘法器250的输出与乘法器256的输出进行加法运算。延时级254对加法器252的输出进行延时。乘法器256对延时级254的输出进行倍数运算。延时级254的输出即为估计电感电流Iesthp，其不带有直流偏置。典型地，由于所述电感L的时间常数（L/R）远大于采样时间Ts，因此Aest和Best近似为Best=Ts/L，Aest=1-Rdc*Ts/L。
高通滤波模块204可通过基于数字信号处理器（DSP）的电源控制器中的固件来实现。所述固件可能包括用于以下方程的代码：
iest(n+1) = Aest*iest(n) + Best*Vindhp(n),
其中n代表电流采样时间，（n+1）代表随后的采样时间。
在图8A中，出示了一种离散低通滤波器（例如，一阶低通数字滤波器），这里β是Z域内低通滤波器的极点。在图8B中，所述离散低通滤波器的数字实施方式包括加法器、延时级和增益级。加法器270和272代表求和点。延时级274增加了延时，表示为1/Z。增益级276利用乘法器来实现，这里β=1/（1-blend）。
低通滤波模块206可通过基于数字信号处理器（DSP）的电源控制器中的固件来实现。所述固件可能包括用于以下方程的代码：
iestlp(n) = blend*iest(n-1) + (1-1/blend)*iestlp(n-1)。
这里n代表电流采样时间，（n-1）代表前面的采样时间。可选地，
iestlp(n) = β*iest(n-1) + (1-1/β)*iestlp(n-1)。
图8C和8D出示了低通滤波器的模拟实施方式。在图8C中，利用被动元件（RC电路）来实现的模拟低通滤波器被出示。所述模拟低通滤波器的角频率为fc=1/2πRC。在图8D中，利用主动元件来实现的模拟低通滤波器被出示。所述模拟低通滤波器的角频率为fc=1/2πR2C。低通滤波器的增益即为（- R2/R1）。
结合模块208将估计模块204的输出Iesthp以及低通滤波模块206的输出iestlp进行组合以产生电感电流的复合估计值，Iblend，其由以下方程式给出：
Iblend=Iesthp+Iestlp。
低通滤波模块206的极点与高通滤波模块202的极点相同。因此，电感电流的复合估计值Iblend不带有直流偏置和高频噪声，而具有高带宽，高精度以及低噪声的特性。
现在参考图9A，其出示了系统200的一个模拟实施方式。在图9A中，元件符号下标‘h’表示所述元件是高通滤波器的一部分，元件符号下标‘l’表示所述元件是低通滤波器的一部分。Ve代表的是输入到高通滤波器的估计电流。Vm代表的是输入到低通滤波器的测量电流。输出Iblend是估计电流Ve和测量电流Vm之间的混合值，其由以下方程式给出：
iblend= (R/R1)*(Rfh*Ch*s)/( Rfh*Ch*s+1) + (R/R2)*(Rl/Rl*Cl*s+1),
其中S是拉普拉斯变换变量。可通过选择图9a所示的电阻和电容的值以满足上述方程式。
现在参考图9B，其出示了一种模拟表述形式。其中，K1=R/R1，K2= R/R2。
现在参考图10，其出示了根据本公开的一种估计电感电流的方法300。控制开始于步骤302。在步骤304，控制对转换器的输出电压进行数字化和平均化。在步骤306，控制利用高通滤波器来过滤平均输出电压和平均开关电压之间的差，并对直流偏置进行移除。在步骤308，控制利用电感数学模型和转换器输出级的直流电阻来产生第一估计电感电流。
在步骤310，控制利用跨接在电感两端的阻抗匹配RC电路检测的电感电压来产生第二估计电感电流。在步骤312，控制利用低通滤波器来过滤第二估计电感电流，并去除高频噪声。在步骤314，控制将所述第一估计电感电流和经过滤的第二估计电感电流相结合以产生电感电流的复合估计值，该复合估计值不带有直流偏置以及高频噪声。控制返回步骤304。
本发明可通过多种方式进行实施。因此，尽管本发明包括特定实例，但本发明的真实保护范围不应被限制，因为基于本发明的附图、说明书以及权利要求的其他修改都将是显而易见的。

Claims (15)

1.一种用于检测电感电流的系统，其特征在于包括：
平均模块，所述平均模块接收电源的输出电压并产生平均输出电压；
高通滤波模块，所述高通滤波模块接收用于在电源输出级控制开关的平均开关电压，并对所述平均输出电压和平均开关电压的差进行过滤；
估计模块，所述估计模块基于高通滤波模块的输出对流经输出级电感的第一滤波电流进行估计以产生估计电感电流；
检测模块，所述检测模块检测电感两端电压，并对流经电感的第二电流进行估计以产生经估计的第二电流；
低通滤波模块，所述低通滤波模块过滤所述经估计的第二电流以产生第二滤波电流；以及
结合模块，所述结合模块将所述估计电感电流与所述第二滤波电流相结合以产生混合电感电流。
2.根据权利要求1所述的一种系统，其特征在于：
所述高通滤波模块包括具有第一角频率的高通滤波器；
所述低通滤波模块包括具有第二角频率的低通滤波器；
所述第一角频率等于所述第二角频率。
3.根据权利要求1所述的一种系统，其特征在于：
所述高通滤波模块包括具有第一增益的高通滤波器；
所述低通滤波模块包括具有第二增益的低通滤波器；
所述第一增益等于所述第二增益。
4.根据权利要求1所述的一种系统，其特征在于：
所述高通滤波模块包括具有第一极点的高通滤波器；
所述低通滤波模块包括具有第二极点的低通滤波器；
所述第一极点等于所述第二极点。
5.根据权利要求1所述的一种系统，其特征在于：所述检测模块包括跨接在电感两端的电路，其中，所述电路的阻抗与所述电感的阻抗相匹配。
6.根据权利要求1所述的一种系统，其特征在于：所述估计模块利用所述电感的模型对流经电感的第一滤波电流进行估计。
7.根据权利要求1所述的一种系统，其特征在于：所述高通滤波模块、估计模块、低通滤波模块和结合模块利用至少一个主动和被动模拟元件来实现，所述模拟元件包括电阻、电容以及运算放大器。
8.根据权利要求1所述的一种系统，其特征在于：所述高通滤波模块、估计模块、低通滤波模块和结合模块利用数字逻辑元件来实现，所述数字逻辑元件包括加法器、乘法器以及延时级。
9.根据权利要求1所述的一种系统，其特征在于：所述高通滤波模块、估计模块、低通滤波模块和结合模块利用固件来实现，所述固件包括由数字信号处理器(DSP)执行控制转换器的指令。
10.一种用于检测电感电流的方法，其特征在于包括：
通过对电源输出电压的平均化来产生平均输出电压；
利用高通滤波器对平均输出电压和用于在电源的输出级控制开关的平均开关电压之间的差进行过滤；
基于高通滤波器的输出对流经输出级电感的第一滤波电流进行估计以产生估计电感电流；
通过检测电感两端的电压来估计流经电感的第二电流以产生经估计的第二电流；
利用低通滤波器来过滤所述经估计的第二电流以产生第二滤波电流；以及
将所述估计电感电流和所述第二滤波电流相结合以产生混合电感电流。
11.根据权利要求10所述的一种方法，进一步包括：
对所述高通滤波器进行配置以使其具有第一角频率；
对所述低通滤波器进行配置以使其具有第二角频率；
其中所述第一角频率等于所述第二角频率。
12.根据权利要求10所述的一种方法，进一步包括：
对所述高通滤波器进行配置以使其具有第一增益；
对所述低通滤波器进行配置以使其具有第二增益；
其中所述第一增益等于所述第二增益。
13.根据权利要求10所述的一种方法，进一步包括：
对所述高通滤波器进行配置以使其具有第一极点；
对所述低通滤波器进行配置以使其具有第二极点；
其中所述第一极点等于所述第二极点。
14.根据权利要求10所述的一种方法，进一步包括：利用跨接在所述电感两端的电路来检测所述电感的电压，其中所述电路的阻抗与所述电感的阻抗相匹配。
15.根据权利要求10所述的一种方法，进一步包括：产生所述电感的模型，并利用所述模型对流经所述电感的第一滤波电流进行估计。
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