CN102545564A - 电源滤波电路及其建模方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电源滤波电路及其建模方法，上述电源滤波电路包括用于滤除高频噪音的一阶RC低通滤波器和L型低通滤波器，以及用于滤除高频噪音的电容组Cn；上述一阶RC低通滤波器的输出端与上述L型滤波器的输入端连接，上述L型滤波器的输出端与上述电容器组Cn的一端连接。本发明结构简单，易于实现，且提高了设计的效率和可靠性。

Description

电源滤波电路及其建模方法

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及一种电源滤波电路及其建模方法。

背景技术

电源滤波电路的目的是通过电路，将电源模块上的噪声和杂音去除掉。目前大部分使用的是LCPI型滤波电路。

LCPI型滤波器的问题在于：由于磁珠和电容器件参数设置不优，容易在低频频段引起振荡，对于一些在低频部分(10KHz-1MHz，例如电源的开关噪声)噪声较大的电源，不能很好的起到电源滤波的作用。尤其是应用于承载网业务类单板时，其时钟模块输出的时钟对低频噪声敏感。低频噪声会引起时钟抖动，这样送出的时钟作为高速信号的参考时钟存在误码风险。

发明内容

本发明的目的是，提供一种电源滤波电路及其建模方法，以优化现有技术中电源滤波时存在振荡的问题。

本发明提供了一种电源滤波电路，包括用于滤除高频噪音的一阶RC低通滤波器和L型低通滤波器，以及用于滤除高频噪音的电容组Cn；上述一阶RC低通滤波器的输出端与上述L型滤波器的输入端连接，上述L型滤波器的输出端与上述电容器组Cn的一端连接。

本发明提供了一种上述电源滤波电路的建模方法，上述方法为：

对上述电源滤波电路进行建模；

根据一阶RC低通滤波器的传递函数、幅频曲线及截止频率，确定上述电源滤波电路的一阶RC低通滤波器各元件的取值范围；

根据L型低通滤波器的传递函数及截止频率，确定上述电源滤波电路的L型低通滤波器各元件的取值范围；

根据电源滤波电路的截止频率，确定上述电源滤波电路各元件的取值。

本发明不仅改善了低频噪声的滤波效果，同时保证了高频噪声的滤波能力；有效得避免了LCPI型滤波器在低频段易振荡的问题，保证了器件的正常供电，并且结构简单，易于实现，同时滤波电路各元件的参数简单易算，提高了设计的效率和可靠性。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本发明的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是本发明电源滤波电路的优选实施例示意图；

图2是图1所示电源滤波电路的建模方法优选实施例的流程图；

图3是图1所示电源滤波电路的模型示意图；

图4是图1所示电源滤波电路应用在时钟器件及其供电电源之间的电路示意图；

图5是图4所示电源滤波电路的仿真幅频曲线示意图。

具体实施方式

为了使本发明所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚、明白，以下结合附图和实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

如图1所示，是本发明电源滤波电路的优选实施例示意图，包括用于滤除高频噪音的一阶RC低通滤波器和L型低通滤波器，以及用于滤除高频噪音的电容组Cn；

一阶RC低通滤波器由串联连接的电阻R及第一电容C1组成，上述电阻R与上述第一电容C1相连的一端为上述RC低通滤波器的输出端，上述电阻R的另一端为上述RC低通滤波器的输入端，上述第一电容C1的另一端接地；

L型滤波器由串联连接的磁珠L及第二电容C2组成，上述磁珠L与及上述第二电容C2相连的一端为上述L型滤波器的输出端，上述磁珠L的另一端为上述L型滤波器的输入端，上述第二电容C2的另一端接地；

电容组Cn为n个并联连接的小容值电容结构；

在其他实施例中，电容组Cn还可以是一个单独的小容值电容。

一阶RC低通滤波器的输出端与L型滤波器的输入端连接，L型滤波器的输出端与电容器组Cn的输入端相连。

如图2所示，是图1所示电源滤波电路的建模方法优选实施例的流程图，本实施例具体包括以下步骤：

步骤S01：对电源滤波电路进行建模；

电源滤波电路的一阶RC低通滤波器和L型低通滤波器实际上是两个独立的滤波系统，它们的频域滤波特性在对数坐标上是简单叠加的。

本步骤具体包括以下步骤：

步骤11：将L型低通滤波器的磁珠L的模型取为电感Lc和ESR(等效串联电阻)r1串联；

步骤12：将所L型低通滤波器的第二电容C2的模型取为电容C与ESRr2串联；

步骤13：忽略电容组Cn。

如图3所示，是图1所示电源滤波电路的模型示意图。

步骤S02：根据一阶RC低通滤波器的传递函数、幅频曲线及截止频率，确定上述电源滤波电路的一阶RC低通滤波器各元件的取值范围；

由于低频电源开关噪声主要在100kHz～1MHz，为了保证低频噪声的滤波效果，一阶RC低通滤波器的截止频率应为kHz级。

本步骤具体包括以下步骤：

步骤21：根据一阶RC低通滤波器的传递函数：

$H\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{1}{\mathrm{jR}{C}_1\mathrm{\ω}+1}$

幅频曲线：

$\left|H\left(\mathrm{\ω}\right)\right|=\frac{\frac{1}{{\mathrm{RC}}_1}}{\sqrt{{\mathrm{\ω}}^2+\frac{1}{{\left({\mathrm{RC}}_1\right)}^2}}},$

及截止频率，确定上述一阶RC低通滤波器的电阻R的取值范围为小于1欧姆；

一阶RC低通滤波器的波特图的斜率是20dB/十倍频程。

上述公式中，ω＝2πf，ω的单位为弧度/秒，f为频率；

当

为一阶RC低通滤波器斜率为-3dB时的截止频率，即

时；由于一阶RC低通滤波器的截止频率应为kHz级，故电阻R的取值范围为小于1欧姆，以保证电阻上的压降小，不影响电源正常供电。

步骤22：根据上述截止频率及上述电阻R的取值，计算得到上述第一电容C1的取值范围。

本步骤只要根据需要设计的一阶RC低通滤波器的截止频率，使得电容C1的取值与电阻R相配合即可。

步骤S03：根据L型低通滤波器的传递函数及截止频率，确定电源滤波电路的L型低通滤波器各元件的取值范围；

由于L型低通滤波器是用于更好地滤除频率高于电源开关噪声的高频噪声，故为了保证高频噪声的滤波效果，L型低通滤波器的截止频率应设计在1MHz以内。

本步骤具体包括以下步骤：

步骤31：根据L型低通滤波器的传递函数：

$H\left(\mathrm{j\ω}\right)=\frac{R_{\mathrm{load}}+{\mathrm{jr}}_2{R}_{\mathrm{load}}{C}_2\mathrm{\ω}}{R_{\mathrm{load}}+r_1+j(r_1{R}_{\mathrm{load}}C+r_1{r}_2{C}_2+L_c)\mathrm{\ω}-(L_c{R}_{\mathrm{load}}{C}_2-L_c{r}_2{C}_2){\mathrm{\ω}}^2}\text{,}$

其中，R_load为负载等效电阻，且R_load＞＞r₁，R_load＞＞r₂；得到超调频点为：

${\mathrm{\ω}}_{\max }=\sqrt{\frac{1}{L_c{C}_2}-{\left(\frac{r_1+r_2}{2L_c}\right)}^2},$

超调幅度为：

$\left|H\left({\mathrm{j\ω}}_{\max }\right)\right|=\sqrt{\frac{L_c+{r_2}^2{C}_2}{C_2{(r_1+r_2)}^2}};$

L型低通滤波器的波特图的斜率是40dB/十倍频程；此时，-3dB带宽ω_3dB估算为：

根据上述L型低通滤波器的传递函数可知，传输函数中分母的极小值会造成传输函数出现极大值，而这个极大值就是引起电源滤波电路不稳定地方，即产生超调，生成超调频点。从上述超调频点和超调幅度公式来看，第二电容C2选择ESR较大的电容对于电源滤波电路的稳定有好处。

步骤32：根据上述超调频点及超调幅度，确定上述第二电容C2的ESRr2的取值范围为百毫欧姆级；

由于L型低通滤波电路的截止频率应在1MHz以内，故第二电容C2的ESRr2的取值范围为百毫欧姆级。

步骤S04：根据电源滤波电路的截止频率，确定上述电源滤波电路各元件的取值。

本发明中，电容组Cn一般取值为1000pF～10uF，具体取值按照实际的设计需求决定。

如图4所示，是图1所示电源滤波电路应用在时钟器件及其供电电源之间的电路示意图；本实施例中，电阻、电感、电容的封装需要控制在1210封装范围内，供电电压为3.3V，且电源滤波电路的截止频率设计为10kHz以内。为了保证时钟器件的供电，电阻R取值为0.15Ω，第一电容C1取值为100uF，磁珠L选取ESR为0.09Ω，180Ω(100MHz)，第二电容C2取值为100uF，0.55Ω，滤高频的电容组Cn为4个并联的小容值电容：1、2、3、4，其容值依次为0.1uF、0.1uF、0.1uF、1000pF；各器件的取值过程具体如下：

本实施例中，供电电压为3.3V，电源开关噪声约为300kHz，设计要求的频率f为300kHz，噪声应抑制达到-40dB以上。那么，一阶RC低通滤波器的截止频率设计为10kHz左右，可以满足设计要求。同时，为了保证时钟器件的供电电压，电阻R选取0805封装的阻值为0.15Ω的电阻；根据公式：

$f=\frac{1}{2\mathrm{\πR}{C}_1}$

计算出第一电容C1的电容为106.15uF，则本实施例选取容值为100uF的1210封装的陶瓷电容。

本实施例中，磁珠L选取普通0603封装的磁珠，其阻抗基本都在1 50欧至200欧之间(100MHz)，可折算出其感值Lc大约是0.1 uH至0.3uH之间。

因为L型低通滤波电路的波特图的斜率是40dB/十倍频程，所以要保证电源开关噪声在300kHz的时候不受谐振超调的影响，需要将L型低通滤波的超调频率设置为至少小于30kHz。根据公式：

${\mathrm{\ω}}_{\max }=\sqrt{\frac{1}{L_c{C}_2}-{\left(\frac{r_1+r_2}{2L_c}\right)}^2},$

为方便理论计算，忽略r1、r2，计算得出C2的值至少大于100uF，故本实施例中，第二电容C2选择容值为100uF的电容。同时，为降低超调幅度，选取第二电容C2的ESR为0.55Ω，即比一般100uF的电容的ESR大。

如图5所示，是图4所示电源滤波电路的仿真幅频曲线示意图，图中，横轴表示频率f，纵轴表示dB。

上述说明示出并描述了本发明的优选实施例，但如前所述，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述发明构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (9)

1.一种电源滤波电路，其特征在于，包括用于滤除高频噪音的一阶RC低通滤波器和L型低通滤波器，以及用于滤除高频噪音的电容组Cn；所述一阶RC低通滤波器的输出端与所述L型滤波器的输入端连接，所述L型滤波器的输出端与所述电容器组Cn的一端连接。

2.根据权利要求1所述的电源滤波电路，其特征在于，所述一阶RC低通滤波器由串联连接的电阻R及第一电容C1组成，所述电阻R与所述第一电容C1相连的一端为所述RC低通滤波器的输出端，所述电阻R的另一端为所述RC低通滤波器的输入端，所述第一电容C1的另一端接地。

3.根据权利要求1或2所述的电源滤波电路，其特征在于，所述L型滤波器由串联连接的磁珠L及第二电容C2组成，所述磁珠L与及所述第二电容C2相连的一端为所述L型滤波器的输出端，所述磁珠L的另一端为所述L型滤波器的输入端，所述第二电容C2的另一端接地。

4.根据权利要求3所述的电源滤波电路，其特征在于，所述电容组Cn为1个小容值电容，或者为多个并联连接的小容值电容结构。

5.一种如权利要求1-4任一项所述的电源滤波电路的建模方法，所述方法为：

对所述电源滤波电路进行建模；

根据一阶RC低通滤波器的传递函数、幅频曲线及截止频率，确定所述电源滤波电路的一阶RC低通滤波器各元件的取值范围；

根据L型低通滤波器的传递函数及截止频率，确定所述电源滤波电路的L型低通滤波器各元件的取值范围；

根据电源滤波电路的截止频率，确定所述电源滤波电路各元件的取值。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述对电源滤波电路进行建模步骤具体为：

将所述L型低通滤波器的磁珠L的模型取为电感Lc和等效串联电阻ESRr1串联；

将所述L型低通滤波器的第二电容C2的模型取为电容C与ESRr2串联；

忽略所述电源滤波电路的电容组Cn。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，

所述一阶RC低通滤波器的截止频率为kHz级；

所述L型低通滤波器的截止频率小于1MHz。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述根据一阶RC低通滤波器的传递函数、幅频曲线及截止频率，确定所述电源滤波电路的一阶RC低通滤波器各元件的取值范围步骤具体为：

根据一阶RC低通滤波器的传递函数：

$H\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{1}{\mathrm{jR}{C}_1\mathrm{\ω}+1},$

幅频曲线：

$\left|H\left(\mathrm{\ω}\right)\right|=\frac{\frac{1}{{\mathrm{RC}}_1}}{\sqrt{{\mathrm{\ω}}^2+\frac{1}{{\left({\mathrm{RC}}_1\right)}^2}}},$

以及截止频率，确定所述一阶RC低通滤波器的电阻R的取值范围为小于1欧姆；

根据所述截止频率及所述电阻R的取值范围，计算得到所述第一电容C1的取值范围。

9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述根据L型低通滤波器的传递函数及截止频率，确定所述L型低通滤波器各元件的取值范围步骤具体为：

根据L型低通滤波器的传递函数：

$H\left(\mathrm{j\ω}\right)=\frac{R_{\mathrm{load}}+{\mathrm{jr}}_2{R}_{\mathrm{load}}{C}_2\mathrm{\ω}}{R_{\mathrm{load}}+r_1+j(r_1{R}_{\mathrm{load}}C+r_1{r}_2{C}_2+L_c)\mathrm{\ω}-(L_c{R}_{\mathrm{load}}{C}_2-L_c{r}_2{C}_2){\mathrm{\ω}}^2}\text{,}$

其中，R_load为负载等效电阻，且R_load＞＞r₁，R_load＞＞r₂；得到超调频点为：

${\mathrm{\ω}}_{\max }=\sqrt{\frac{1}{L_c{C}_2}-{\left(\frac{r_1+r_2}{2L_c}\right)}^2},$

超调幅度为：

$\left|H\left({\mathrm{j\ω}}_{\max }\right)\right|=\sqrt{\frac{L_c+{r_2}^2{C}_2}{C_2{(r_1+r_2)}^2}};$

根据所述L型低通滤波器的截止频率及所述超调频点、超调幅度，确定所述第二电容C2的ESRr2的取值范围为百毫欧姆级。

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